自七十年代中期以來，模數(shù)轉換器（ADC）的結構與集成工藝有了較大進展，性能得到 較大改善，其中包括：高轉換速率、高分辨率、低失真以及開關電容輸入結構、單電源工作 等。從而使設計人員在為特定的ADC 選擇驅動放大器（或緩沖器）時，必須考慮阻抗匹配、 電荷注入、噪聲抑制、輸出精度和輸出驅動能力等諸多因素。

    噪聲、失真對性能的影響

    理想情況下，運放信號源應該對ADC 誤差不產生額外的貢獻。為避免額外的噪聲引入系 統(tǒng)，信號源信/噪比（SNR）應優(yōu)于ADC 的理論上限。而新一代運算放大器的噪聲特性均遠優(yōu) 于12 位，并且優(yōu)于16 位噪聲特性的器件也不難找到，因此，這一要求很容易滿足。另外， 失真同樣會降低動態(tài)特性，這種影響可以通過選擇適當?shù)姆糯笃骷右匝a償，具體選擇時，需 保證放大器的失真遠低于轉換器的總諧波失真（THD）。例如MAX195為16位逐次逼近型ADC， 其THD 為-97dB（0.0014%），而MAX4256 的信噪比加失真（SINAD）可達-115dB。這樣高的性 能允許采用同相輸入、并且工作于單電源的運算放大器MAX4256作為16位ADC的驅動放大。

    帶寬和建立時間

    對于驅動放大器的速度要求，應使其建立時間與ADC 的采樣時間相匹配。也就是說，只 有當ADC 采樣輸入信號的時間間隔大于最差情況下放大器的建立時間時，才能保證轉換結果 的精度。大量的運算放大器能夠令人滿意地與12位ADC協(xié)同工作，但適合14位或16位ADC、 速度高于500kHz 的選擇就十分有限了。這種選擇需要在噪聲、失真和建立時間等參數(shù)之間 進行折衷考慮。特別是對建立時間的選擇具有一定的困難，因為很少有運算放大器制造商在 16位性能下測試該項指標（0.001%）。

    為滿足視頻及其它高速應用，Maxim 研制開發(fā)了范圍廣闊的各種視頻運算放大器，這些 放大器同時也適合作為高速ADC的驅動器。它們當中，新型低噪聲、低失真、880MHz視頻運 放系列產品可用于構造性能杰出的驅動放大器。

緩沖器性能與ADC輸入結構

    在選擇驅動放大器時還需考慮的一個關鍵因素是ADC 的輸入結構。例如，閃電式ADC 最 難以驅動，因為它們具有很大的非線性輸入電容。具有新型開關電容結構的ADC 也需要特別 的關注，這種ADC 在每次轉換結束時都由一個小的浪涌輸入電流，為避免造成誤差，驅動放 大器應能夠在下一次轉換啟動前從這種瞬態(tài)恢復并重新建立。可采用以下兩種解決方案：

    1、 要求驅動ADC 的運算放大器對于負載瞬變的響應快于ADC 的采樣時間（許多新型ADC 內 置有這樣的寬帶采樣/保持）。幸運的是，大多數(shù)運算放大器對于負載瞬變的響應遠比對 輸入階躍的響應快得多，所以該要求對于外部緩沖器來講并不難滿足。

    2、 在輸入端采用一個RC 濾波器，電容值要遠大于ADC 的輸入電容。這個大電容為采樣電容 提供電荷，從而消除了瞬變。為吸收瞬變，Maxim 通常推薦在ADC 輸入和地之間 連接一個1000pF或更大的電容。RC濾波器同時也減小了放大器在驅動容性負載時產生穩(wěn) 定性問題的可能。與電容相串聯(lián)的小電阻有助于阻止自激和振蕩。

    另外一個關鍵問題是要求放大器在整個感興趣的輸入信號頻率范圍內保持低輸出阻抗。 高輸出阻抗的運算放大器不能迅速響應ADC 輸入電容的改變，也不能處理ADC 產生的瞬態(tài)電 流。而要獲得低輸出阻抗就應具有高環(huán)路增益，根據(jù)等式ROUT=RO/（1+AVOβ）， 其中RO是開環(huán) 輸出阻抗，AVOβ是環(huán)路增益。當接近運放的單位增益穿越頻率時AVOβ會下降，導致輸出阻 抗增大。由此可見，對低阻抗的要求變成了對于帶寬的要求。因為在更高頻率下，寬帶運放 具有更高的環(huán)路增益，因此也就具有更低的輸出阻抗，在一個50Msps ADC前端采用一個500MHz 運放是很明智的做法。寬帶運放比低帶寬運放在吸收ADC 產生的浪涌電流方面更加有效。例如超聲系統(tǒng)中，新型10位ADC的典型采樣頻率為50MHz，在此頻率下MAX4100 的輸出電阻低 于2Ω，此外，MAX4100可提供500MHz的單位增益帶寬，250V/μS的壓擺率，以及35ns（至 0.01%）或18ns（至0.1%）的建立時間，這些特性使其在醫(yī)療超聲系統(tǒng)中被非常普遍地用于 ADC的驅動。