僅一個電池可能無法為復雜系統提供正常工作所需的所有電壓軌。汽車 LED 驅動器、音頻放大器以及電信等應用需要升壓轉換器將較低輸入電壓轉換為較高輸出電壓。要確定應該將轉換器的工作模式設計成連續傳導模式 (CCM)、非連續傳導模式 (DCM) 還是二者的結合，這對于升壓轉換器設計人員來說可能不太明確。

升壓轉換器的形狀和尺寸多種多樣，所支持的電源等級和升壓比率非常廣泛。這些要求決定了升壓轉換器最適合在 CCM 下工作，還是在 DCM 下工作。在 DCM 下，電感器電流在 FET 導通時開始從零升高，并在下一個轉換周期到來之前完全放電歸零。但在非同步 CCM 升壓情況下，無論電流是在升高、在下降，還是在將電感器儲存的能量釋放到輸出電容器和負載中，電感器電流始終大于零。

在 CCM 下，占空比對負載而言是恒定的，但會隨輸入電壓變化而變化。在大多數 CCM 設計中，當低于某一最低負載時，工作模式會轉換為 DCM，因為電感器電流在下一個轉換周期到來之前最終會降低至零。

在大多數情況下，高功率升壓轉換器工作在 CCM 下，而低功率升壓則在 DCM 下完成。這是因為 CCM 允許較低峰值電流流過整個電路，通常會帶來較低電路損耗。但可能在高電壓升壓轉換的輸出整流器中也有例外，例如在 PFC 中，反向恢復電流會導致更多損耗。這種損耗通常可采用高質量（快速）整流器進行處理。

如果在DCM 下工作，會出現在CCM 模式下兩倍的峰值電感器電流，但如果故意減小電感值，則該電流可能還會高很多。這些更高電流不僅可增大輸入輸出電容器中的均方根電流，而且還可增加 FET 中的開關損耗，因此需要更大（或更多）的組件來應對附加應力。單這一項不足通常就能掩蓋DCM 在高功率下提供的其它優勢。

盡管電感器均方根電流在 DCM 下更高，但其線阻通常會低很多，因此銅損耗往往與 CCM 相同或更低。不過，DCM 下的核心損耗在高功率等級下更大。有時候可能需要更大的核心來處理這些增加的損耗，這會使經常讓人振奮的“更小電感器尺寸”優勢黯然失色。DCM 能真正發揮優勢的地方是較低功率等級，這里電容器和 FET 中增加的應力不一定需要較大組件，采用較小電感器即可。

DCM 的一個額外優勢是在以高升壓比率工作時（此時 CCM 工作需要大量的導通時間），可通過減小電感值來縮短導通時間（伴有更高峰值電流）。這非常好，因為控制器經常會達到最大可控制導通時間（或最小關斷時間）限值，跳過脈沖。這樣，設計人員可根據控制器的可工作范圍對導通和關斷時間進行微調。此外，DCM 的控制環路表現要優于 CCM，因為沒有右半平面零點，其可轉換為優異的瞬態性能。

有時候可通過減小電感值將 RHPZ 的影響降到最低，我們可將 RHPZ 推到影響較小的更高頻率位置。無論在輕負載、啟動還是在瞬態條件下，所有 CCM 升壓都可在一定條件下以 DCM 模式工作。這完全可以接受，但應該搞清楚出現這種情況時的條件。

圖 1 是電感方程式（方程 1）中反向升壓比率 (VIN/VOUT) 與占空比 (D×(1-D)^²) 的比較圖。該項目與 CCM 升壓轉換器中所需的電感成正比。本圖中的峰值出現在 VIN/VOUT 比值為 2/3 時或升壓比率 (VOUT/VIN) 為 1.5[1] 時。這可能是有些不太直觀的結果。它的意思是，在采用變化輸入電壓的設計中，電路必須在VIN/VOUT 比率的一個區段間工作。如果該范圍非常廣泛而且該區段包含圖 1 中的峰值，那就應該在 2/3 的 VIN/VOUT 比率位置計算電感。如果該區段不包含 2/3 點，那它就應該在其相對峰值比率處進行設計。

圖 1.CCM 所需的最大電感出現在 VIN/VOUT = 2/3 時

方程 1

圖 2 是汽車 LED 驅動器應用，其采用控制器調節輸出電流，而不是固定輸出電壓。該設計電路在 0.27 至 0.97 的區段間工作，如圖 1 中虛線所示。應在 2/3 的比率位置計算其電感。LED 負載電流是恒定的，因此要選擇所需的電感，就得選擇低于實際負載電流的設計負載電流。只要實際負載電流大于這一所選等級，轉換器就會在 CCM 下工作。

圖 2.LED 升壓轉換器設計示例始終在 CCM 下工作，負載恒定

在本示例中，LED 電流為 0.22A，選擇了 0.15A 的臨界傳導等級，這就意味著轉換器應始終在 CCM 下工作。該等級可在最大限度降低所需電感與確保 CCM 工作之間實現良好平衡。對于該設計，這相當于是 68uH 的計算所得電感。要證實該電感是否正確，可將圖 [2] 的 D(1-D)² 項指定為常數 K。將該常數代入方程 1 并進行計算，可通過方程2 計算出K 值。我們可使用 K 的計算值來確定工作邊界。

方程 2

圖 3 與圖 1 相比稍有不同，橫坐標變成了占空比，而不是原來的 VIN/VOUT。圖中顯示了設計示例（采用 68uH 電感器）的 K 計算值以及 0.15A 的降低負載電流。我們可以看到，電路工作一直處于該曲線上方，這說明在所有輸出電壓下電路將始終在 CCM 下工作。但電路實際可將電流調節為 0.22A，因此 K 的典型值接近 0.23。這明顯高于該曲線而且更加深入 CCM，因此可提供所需的裕量。

圖 3.占空比可影響升壓轉換器的工作模式

正如另一個可形象展示意外工作情況的設計點示例所示，必須考慮在改用 33uH 電感器時會出現的情況。如果該值通過 VIN 最大值或 VIN 最小值計算，而不是通過與圖 1 峰值有關的 VIN 計算，就可對其進行選擇。由于電感為 33uH，因此K 的對應值等于 0.11，如圖 3 所示。在 0.16 與 0.55（分別對應 28VIN 和 15VIN）的工作占空比之間，電路會無意間工作在 DCM 下，而在這些占空比以外則工作在 CCM 下。由于兩種模式具有不同的控制環路特征，因此如果在多種模式下工作可能會導致適當的不穩定性。

升壓轉換器可在 CCM、DCM 或這兩種模式下工作，主要取決于輸入電壓和負載。在計算所需的電感以確保 CCM 工作時，必須知道計算中使用的輸入電壓（或占空比）值。對于具有寬泛輸入的設計而言，應使用 2/3 的 VIN/VOUT 比率(D = 0.33)。現有設計可使用方程 2 計算出的 K 值通過D(1-D)^² 曲線確定工作模式。通過正確調整電感器尺寸，可以避免意外問題發生，并能更好地掌握升壓轉換器正工作在哪種或哪幾種模式下。