王建1,2，李濤1,2，劉瑞1,2

　　（1.北京智芯微電子科技有限公司，國家電網公司重點實驗室 電力芯片設計分析實驗室，北京 100192；2.北京智芯微電子科技有限公司，北京市電力高可靠性集成電路設計工程技術研究中心，北京 100192）

　　摘要：介紹了DC/DC開關穩壓電源系統的設計，電源的拓撲采用全橋電路圖拓撲、倍流同步整流方式。設計了一款為工業處理器供電的板載電源產品，進行了功率器件的選型并對影響電源效率的主要功率損失進行了分析，完成此款電源產品的PCB設計。最終的分析結果顯示，此款電源產品的電性能參數符合客戶的預期效果，并成功應用在工業處理器供電設備上。

　　關鍵詞：模塊電源；全橋拓撲；同步整流；倍流整流

　　中圖分類號：TN7文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.10.010

　　引用格式：王建，李濤，劉瑞.處理器供電電源的設計［J］.微型機與應用，2017,36（10）：3336，39.

　　0引言

　　隨著微處理器和數字信號處理器的不斷發展，對芯片的供電電源的要求越來越高，不論是功率密度、效率和動態響應等方面都有了新要求，特別是要求輸出電壓越來越低而電流卻越來越大。輸出電壓會從過去的3.3 V降低到1.1～1.8 V之間，甚至更低。從電源的角度來看，微處理器和數字信號處理器等都是電源的負載，而且它們都是動態的負載，這就意味著負載電流會在瞬間變化很大，從過去的13 A/μs到現在的30 A/μs～50 A/μs，這就要求有能夠輸出電壓低、電流大、動態響應好的變換器［1］。

　　根據客戶需求，對SYNQOR半磚電源模塊產品進行國產化替代，在進行產品硬件設計前，需要對標稱48 V輸入5 V/60 A輸出的半磚模塊電源進行效率估算，以保證產品設計的可行性，此次產品設計以SYNQOR品牌PQ60050HZ60型號為參照完成國產化模塊替代的任務，以下針對客戶需求的半磚模塊電源進行效率論證。根據客戶需求并考慮通信電源的電壓總線要求，此次對標稱48 V輸入5 V/60 A輸出的半磚模塊電源進行效率可行性論證。

1需求說明

　　根據客戶的需求具體電性能參數要求如下：

　　（1）輸入電壓范圍：40 V~70 V；

　　（2）輸出電壓：5 V；

　　（3）輸出電流：60 A；

　　（4）效率：≥91%（48 V或40 V輸入、滿載輸出情況下）；

　　（5）工作溫度：-40℃~+80℃；

　　（6）模塊體積：長61 mm，寬57.9 mm，高12.7 mm（半磚模塊）。

2方案原理介紹

　　根據目前大電流輸出的電路拓撲形式，此次設計主要考慮全橋、半橋拓撲、電壓、電流饋電式全橋拓撲電路型式，由于采用電流、電壓饋電式拓撲（參照SYNQOR電源的拓撲型式）驅動處理復雜，且在輸出端使用同步整流電路后，關機時驅動電路邏輯時序錯誤很難解決，理論上輸出不需要額外的濾波電感，但是輸出不加濾波電感的情況下，輸出電壓紋波存在明顯的電壓陷落，影響電源的正常使用，輸出電壓的紋波極大，同時雙級電路的器件復雜度高，半磚體積（長61 mm，寬57.9 mm，高12.7 mm）內器件密度較高，對器件的工藝水平要求較高，所以此次選用全橋電路實現產品設計方案。

　　（1）電壓饋電式全橋拓撲

　　如圖1電壓饋電式全橋電路所示，電壓饋電Buck全橋變換器是在全橋電路變換器前串接了Buck變換器，而輸出經整流器后直接輸出濾波電容，這樣直流輸出電壓就是變壓器次級電壓峰值(忽略整流管導通壓降)，這樣全橋開關管可以不用脈寬調制，保持100%左右的占空比輸出，只對Buck電路中的開關管進行脈寬調制就可以實現穩定輸出。

　　（2）全橋同步整流（中心抽頭方式）

　　如圖2全橋同步整流半波整流電路中Q1、Q4為一對，由同一組信號驅動，同時導通或關斷；Q2、Q3為另一對，由另一組信號驅動，同時導通或關斷。兩對開關管輪流通斷，在變壓器原邊線圈中形成正負交變的脈沖電流，經過變壓器把能量傳輸到輸出端，輸出端使用中心抽頭方式進行半波整流。

　　（3）全橋同步整流（倍流整流）

　　如圖3所示全橋同步整流倍流整流電路中，Q1、Q4為一對，由同一組信號驅動，同時導通或關斷；Q2、Q3為另一對，由另一組信號驅動，同時導通或關斷。兩對開關管輪流通斷，在變壓器原邊線圈中形成正負交變的脈沖電流，經過全橋變壓器把能量傳輸到輸出端，輸出端使用倍流整流方式，變壓器輸出端繞組匝數和中心抽頭方式半波整流形式更少，且實現難度更小，低壓大電流輸出時效率更高，設計低壓大電流變換器時推薦使用此種整流方式［2］。

　　綜合以上分析，此次產品基于全橋拓撲輸出倍流同步整流電路形式進行效率分析計算［3］。

3產品效率分析計算

　　3.1產品電性能指標

　　電源輸出功率：Po=300 W；

　　最低輸入電壓：Vinmin=40 V；

　　標稱輸入電壓：Vin=48 V；

　　最高輸入電壓：Vinmax=70 V；

　　輸出電壓：Vo=5 V；

　　輸出電流：Io=60 A；

　　電源工作頻率：f=200 kHz。

　　3.2功率器件損耗分析

　　（1）變壓器設計

　　變壓器原副邊匝比為Nps；

　　變壓器原邊匝數為Np；

　　副邊匝數為Ns；

　　理論最大占空比為Dmax1=0.8；

　　理論匝比為Nps1，計算得出：

　　其中：η為變壓器預估效率，典型值取為0.98；K0為磁芯窗口利用系數，典型值為0.4左右；Kf為波形系數，有效值與平均值之比，方波為4；Bm為變壓器工作磁通密度，一般軟磁鐵氧體取值在0.2 T~0.4 T之間；f為變壓器的開關頻率，此產品設定的典型值為200 kHz；

　　j為變壓器繞組的電流密度系數，允許溫升25℃~35℃情況下，電流密度為500 A/cm2。

　　計算得出：

　　AP≈0.2 cm4

　　為了使繞組線圈的窗口面積余量更大，選用EQI30的磁材,查詢磁材手冊得出：Aw=50 mm2；Ae=100 mm2，由以上計算結果得出：AP1=AwAe＞AP，符合設計要求。

　　電源變換器在標稱48 V輸入電壓、開關管工作在最大占空比的情況下，計算變壓器原邊線圈的最小匝數為：

　　由計算結果得出：

　　△Bm≤2Bm

　　查詢磁材手冊得知該磁材在100℃下，工作頻率為200 kHz，磁通密度為0.125 T情況下，軟磁鐵氧體磁芯的單位體積損耗為：

　　Pv=0.15×10－3 W/mm3；

　　查得該磁芯體積為Vfe=4 170 mm3，根據公式計算得出變壓器鐵損為：

　　（2）計算變壓器的銅損

　　原邊繞組和副邊繞組的有效值分別為：

　　Iprms=1.07POVinmin≈8.1 A（9）

　　Isrms=Io=60 A（10）

　　經實際測試，原邊線圈和副邊線圈的直流電阻阻值分別為：

　　Rp=5×10－3 Ω；RS=0.8×10－3 Ω;

　　由此可知變壓器原邊線圈的銅損為：

　　Ppcu=I2prmsRp≈0.33 W（11）

　　副邊線圈的銅損為：

　　Pscu=I2srmsRs≈2.88 W（12）

　　變壓器線圈的總銅損為：

　　Pcu=Ppcu+Pscu=3.2 W（13）

　　變壓器的總損耗為：

　　PT=Pcu+Pfe=4.4 W（14）

　　（2）輸出電感設計計算［45］

　　根據設計要求，輸出電流變化率λ取值為20%左右，那么在最低電壓輸入情況下輸出電感計算值為：

　　根據磁材手冊選用EQI14的磁材，其中有效磁截面積為：Ael=30.3 mm2；取磁感應強度變化量：

　　取整數后得NL=4；

　　查詢磁材手冊得知該磁材在100℃下，工作頻率為200 kHz，磁通密度在0.2 T情況下，軟磁鐵氧體磁芯的單位體積損耗為：Pvl=0.15×10－3 W/mm3；查得該磁芯體積為：Vfel=641 mm3；故電感的鐵損為：

　　Pfel=PvlVfel21.55≈0.28 W（17）

　　經測試電感的繞組阻抗為：

　　Rl=1.5×10-3 Ω；

　　那么單個電感線圈的銅損為：

　　PLcu=I2ODmax2RL=1.89 W（18）

　　輸出濾波電感的總損耗為

　　PL=2(PLfe+PLcu)=4.34 W（19）

　　（3）原邊全橋電路功率MOS管的損耗分析

　　確定開關管的電壓應力，輸入電壓為40 V~70 V，由拓撲電路決定，開關管的電壓應力降額70%應力使用，選用100 V的開關管。

　　如下可確定開關管的電流應力。

　　原邊電流的峰值為：

　　選用IR品牌的MOSFET，原邊使用雙管并聯方式，全橋橋臂使用8只開關管，型號為IRFH7184，單只開關管的主要參數為:RDS(on)=4×10－3 Ω；VDS=100 V；ID=128 A；Tr=9.9 ns；Tf=3.9 ns。

　　原邊開關管單臂（4只開關管的）的開關損耗為：

　　Ps=12VinIpeak1Trf+12VinIpeak1Tff≈2.2 W（22）

　　原邊開關管的總開關損耗為:

　　Psall=2PS=4.4 W（23）

　　原邊開關管單臂（4只開關管的）的導通損耗為：

　　Pon=I2rms1RDS（on）=0.256 W（24）

　　原邊開關管的總導通損耗為：

　　Ponall=2Pon=0.512 W（25）

　　原邊開關管總損耗為：

　　Pspall=4.9 W

　　（4）副邊整流電路功率MOS管的損耗分析

　　確定副邊整流管的電壓應力，根據此電源最高70 V輸入電壓的情況，變壓器原副邊匝比為6，那么輸出端整流管的最高電壓應力為（忽略變壓器輸出端漏感造成的諧振電壓尖峰）：

　　選用IR品牌的MOSFET，輸出端采用4管并聯方式，Q5和Q6共使用8只MOSFET，型號為IRFH8318，單只開關管的主要參數為：RDS(on)=2.5×10－3 Ω；VDS=30 V；ID=120 A；Tr1=33 ns；Tf1=12 ns。

　　輸出端整流管的單臂（4只開關管的）開關損耗為：

　　輸出整流管的總開關損耗為:

　　Psall=2PS=8 W（30）

　　輸出端單臂整流管的導通損耗為：

　　Pon=I2rms1RDS（on）=0.75 W（31）

　　輸出端整流管的總導通損耗為：

　　Ponall=2Pon=1.5 W（32）

　　輸出端整流管的總損耗為：

　　Pssall=9.5 W

　　3.3產品效率核算結果分析

　　根據以上計算結果，且預估控制電路損耗為Pcontrl=4 W，累加產品各部分產品損耗計算效率結果為：

　　4結論

　　由效率估算結果可以看出，隨著半導體技術的發展和平面變壓器設計技術的成熟，此次產品效率分析計算的結果與SYNQOR半磚電源模塊PQ60050HZ60效率相近，基于全橋拓撲形式輸出倍流同步整流電路方案可以達到客戶的預期要求，此次效率理論分析計算為下一步實際樣機調試打下良好的理論基礎。

　　參考文獻

　　［1］ 崔晶.倍流整流在低壓大電流開關電源中的應用［J］.工業儀表與自動化裝置,2015(4):78-80.

　　［2］ PRESSMAN A I, BIUINGS K, MOREY T.開關電源設計（第三版）［M］.王志強，肖文勛，虞龍，等，譯.北京：電子工業出版社，2006.

　　［3］ McLYMAN C W T.變壓器與電感器設計手冊（第3版）［M］.龔紹文，譯.北京：中國電力出版社,2008.

　　［4］ MANIKTALA S.精通開關電源設計（第二版）［M］.王健強，等，譯.北京：人民郵電出版社,2015.

　　［5］ 蔡宣三，倪本來.開關電源設計與制作基礎［M］.北京：電子工業出版社,2012.