二極管中點箝位三電平(NPC)逆變器是一種開發最早、較為成熟的多電平逆變器拓撲，目前已廣泛應用于高壓變頻調速、柔性輸配電系統及高壓直流輸電系統等場合。NPC逆變器的控制方式有多種，如雙極性正弦脈寬調制、三角載波層疊式SPWM、電壓空間矢量脈寬調制(SVPW-M)、特定諧波消除脈寬調制(SHEPWM)等。通過這些控制方式，NPC逆變器可得到單相三電平或線電壓五電平的輸出電壓，可以較好地解決開關管開關頻率和開關容量間的矛盾。
正弦波脈寬調制技術目前已經得到非常普遍的應用。眾所周知，多電平逆變器的性能很大程度取決于所采用的控制策略。基于載波的PWM技術來源于兩電平SPWM技術，其最顯著的優點在于實現簡單。它既可以模擬實現，又可以數字實現，特別是當電平數越高時，與空間矢量調制(SWPWM)相比，其優點更加明顯。
本文分析了基于三角載波層疊式SPWM技術的工作原理。并通過Matlab／Simulink仿真軟件對調制算法進行了仿真驗證。在此基礎上提出了一種便于實現且適用于三電平逆變器的簡化型三角載波調制策略。文中詳細介紹了控制算法的原理，導出了占空比計算公式，并利用TMS-320F2812DSP完成了控制軟件的編寫。最后通過脈沖波形圖驗證了上述三電平逆變器調制策略的正確性，為以后的系統級實驗奠定了基礎。
1 三電平拓撲結構與調制原理
三電平逆變器有多種拓撲形式，其中“二極管箝位(Diode-Clamped)逆變電路”是多電平逆變電路拓撲中發展最早的一種，又稱為中點箝位逆變電路(Neutral Point Clamped)。它由日本學者A．Nabae最早提出，這種電路在兩個開關器件串聯的基礎上加入了一對中性點箝位二極管構成。可通過對每項4個開關主管的控制得到三電平的控制電壓輸出。
圖l所示是一種二極管箝位式三電平逆變器的拓撲結構。可以看出，三電平逆變器每一相需要4個主開關管Tl～T4、4個反并聯的續流二極管Dl～D4、2個箝位二極管Dl和D2、2個支撐電容C1和C2。其中，電容C1和C2為變換電路提供了2個相同的直流電壓，Ed／2為一組電容兩端電壓，0為中性點，所有二極管都要求與功率開關有相同的耐壓等級，平均每個主管承受的正向阻斷電壓為Ed／2；輸出相電壓定義為輸出端(U、V、W)與中性點0之間的電壓。
正弦波脈寬調制技術目前實際上已經得到非常普遍的應用。根據兩個三角載波的相位關系，三角載波又可以分為載波反相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相反)和載波同相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相同)。現以圖1所示的三相二極管三電平逆變器的a相橋臂為例，其載波反相層疊PWM控制方法的工作波形如圖2所示。
載波反相層疊調制算法一般采用同相位分布在縱坐標正、負半周上的兩列三角載波與正弦調制波進行調制比較的方式。其中正半周的三角載波與正弦調制波進行調制生成互補的兩列控制脈沖分別用于控制Tl和T3；負半周載波與正弦波進行調制生成互補的兩列控制脈沖用于控制T2和T4，其電壓調制方式見圖2。用正弦波與三角波進行比較，可在正弦波瞬時值大于三角的部分產生輸出電壓的PWM脈沖列，小于部分產生輸出電壓的零脈沖。由于兩列三角波是反相的，也就是說，它們對稱于坐標橫軸，因此，通過正弦波與三角波進行比較產生的輸出電壓的PWM波形是正半周與副半周相同的。
當三相二極管箝位逆變器采用載波反相層疊PWM控制法時，三個相的三角載波相同，只需將調制波換成三相對稱的正弦波電壓Ua，Ub，Uc即可，圖3所示是兩種載波調制波形。
由圖2可知，載波反相層疊輸出的矩形脈沖具有對稱性。通過雙重傅里葉變換導出載波反向層疊PWM控制法的三電平NPC逆變器輸出電壓Ua的表達式為：
這也是載波反向層疊PWM控制方法相對于同相層調制的一個優點所在。
根據式(1)可知，采用載波反向層疊PWM控制方法的三電平NPC逆變器輸出電壓的諧波有如下特點：
①恒定分量(直流分量)為零；
②基波為MEsinωt／4且不含基帶諧波；
③不含載波和載波諧波；
④只存在n為奇數的載波上下邊頻諧波。
載波同相層調制算法與上述完全一致，不同的只是上下三角載波為同相位，如圖3(b)所示。由于其輸出電壓推導式比較復雜。下面將給出仿真結果并進行定性分析。
2 仿真模型
對上述兩種調制算法進行matlab的仿真研究時，可先建立如圖4所示的三電平系統仿真模型。本系統的載波頻率為5000 Hz，正弦調制信號頻率為50 Hz，調制度設為0．9。帶1000 W負載，直流端電壓為120 V。
由兩種調制方式下的FFT分析可得出如下結論：
①載波同相層疊PWM控制法與載波反相層疊PWM控制法的輸出相電壓均是由基波和載波上下邊頻諧波組成，它們均不含恒定分量和基帶諧波，但是，同相層疊PWM控制法含有載波和奇次載波諧波；
②對于載波同相層疊，在輸出相電壓中的諧波能量主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，其它的諧波主要是以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小；
③對于載波反相層疊，在相電壓和線電壓中均無載波諧波，但均存在以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，且幅值較大。
3 載波脈沖波形的實現
3．1 調制算法的簡化
在使用DSP控制芯片實現PWM調制算法時，可采用載波反相層調制。為了使實現簡單，可進行等效的調制算法，就是利用位于正半軸周相位相同的兩列三角載波和兩列相位相反的正弦波分別進行調制比較，以產生兩對互補的控制脈沖來控制一相橋臂。這種方法的優勢在于使用正半周同相二極管中點箝位三電平(NPC)逆變器是一種開發最早、較為成熟的多電平逆變器拓撲，目前已廣泛應用于高壓變頻調速、柔性輸配電系統及高壓直流輸電系統等場合。NPC逆變器的控制方式有多種，如雙極性正弦脈寬調制、三角載波層疊式SPWM、電壓空間矢量脈寬調制(SVPW-M)、特定諧波消除脈寬調制(SHEPWM)等。通過這些控制方式，NPC逆變器可得到單相三電平或線電壓五電平的輸出電壓，可以較好地解決開關管開關頻率和開關容量間的矛盾。
正弦波脈寬調制技術目前已經得到非常普遍的應用。眾所周知，多電平逆變器的性能很大程度取決于所采用的控制策略。基于載波的PWM技術來源于兩電平SPWM技術，其最顯著的優點在于實現簡單。它既可以模擬實現，又可以數字實現，特別是當電平數越高時，與空間矢量調制(SWPWM)相比，其優點更加明顯。
本文分析了基于三角載波層疊式SPWM技術的工作原理。并通過Matlab／Simulink仿真軟件對調制算法進行了仿真驗證。在此基礎上提出了一種便于實現且適用于三電平逆變器的簡化型三角載波調制策略。文中詳細介紹了控制算法的原理，導出了占空比計算公式，并利用TMS-320F2812DSP完成了控制軟件的編寫。最后通過脈沖波形圖驗證了上述三電平逆變器調制策略的正確性，為以后的系統級實驗奠定了基礎。
1 三電平拓撲結構與調制原理
三電平逆變器有多種拓撲形式，其中“二極管箝位(Diode-Clamped)逆變電路”是多電平逆變電路拓撲中發展最早的一種，又稱為中點箝位逆變電路(Neutral Point Clamped)。它由日本學者A．Nabae最早提出，這種電路在兩個開關器件串聯的基礎上加入了一對中性點箝位二極管構成。可通過對每項4個開關主管的控制得到三電平的控制電壓輸出。
圖l所示是一種二極管箝位式三電平逆變器的拓撲結構。可以看出，三電平逆變器每一相需要4個主開關管Tl～T4、4個反并聯的續流二極管Dl～D4、2個箝位二極管Dl和D2、2個支撐電容C1和C2。其中，電容C1和C2為變換電路提供了2個相同的直流電壓，Ed／2為一組電容兩端電壓，0為中性點，所有二極管都要求與功率開關有相同的耐壓等級，平均每個主管承受的正向阻斷電壓為Ed／2；輸出相電壓定義為輸出端(U、V、W)與中性點0之間的電壓。
正弦波脈寬調制技術目前實際上已經得到非常普遍的應用。根據兩個三角載波的相位關系，三角載波又可以分為載波反相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相反)和載波同相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相同)。現以圖1所示的三相二極管三電平逆變器的a相橋臂為例，其載波反相層疊PWM控制方法的工作波形如圖2所示。
載波反相層疊調制算法一般采用同相位分布在縱坐標正、負半周上的兩列三角載波與正弦調制波進行調制比較的方式。其中正半周的三角載波與正弦調制波進行調制生成互補的兩列控制脈沖分別用于控制Tl和T3；負半周載波與正弦波進行調制生成互補的兩列控制脈沖用于控制T2和T4，其電壓調制方式見圖2。用正弦波與三角波進行比較，可在正弦波瞬時值大于三角的部分產生輸出電壓的PWM脈沖列，小于部分產生輸出電壓的零脈沖。由于兩列三角波是反相的，也就是說，它們對稱于坐標橫軸，因此，通過正弦波與三角波進行比較產生的輸出電壓的PWM波形是正半周與副半周相同的。
當三相二極管箝位逆變器采用載波反相層疊PWM控制法時，三個相的三角載波相同，只需將調制波換成三相對稱的正弦波電壓Ua，Ub，Uc即可，圖3所示是兩種載波調制波形。
由圖2可知，載波反相層疊輸出的矩形脈沖具有對稱性。通過雙重傅里葉變換導出載波反向層疊PWM控制法的三電平NPC逆變器輸出電壓Ua的表達式為：
這也是載波反向層疊PWM控制方法相對于同相層調制的一個優點所在。
根據式(1)可知，采用載波反向層疊PWM控制方法的三電平NPC逆變器輸出電壓的諧波有如下特點：
①恒定分量(直流分量)為零；
②基波為MEsinωt／4且不含基帶諧波；
③不含載波和載波諧波；
④只存在n為奇數的載波上下邊頻諧波。
載波同相層調制算法與上述完全一致，不同的只是上下三角載波為同相位，如圖3(b)所示。由于其輸出電壓推導式比較復雜。下面將給出仿真結果并進行定性分析。
2 仿真模型
對上述兩種調制算法進行matlab的仿真研究時，可先建立如圖4所示的三電平系統仿真模型。本系統的載波頻率為5000 Hz，正弦調制信號頻率為50 Hz，調制度設為0．9。帶1000 W負載，直流端電壓為120 V。
由兩種調制方式下的FFT分析可得出如下結論：
①載波同相層疊PWM控制法與載波反相層疊PWM控制法的輸出相電壓均是由基波和載波上下邊頻諧波組成，它們均不含恒定分量和基帶諧波，但是，同相層疊PWM控制法含有載波和奇次載波諧波；
②對于載波同相層疊，在輸出相電壓中的諧波能量主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，其它的諧波主要是以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小；
③對于載波反相層疊，在相電壓和線電壓中均無載波諧波，但均存在以載波整數倍頻率為中心的邊帶諧波，且幅值較大。
3 載波脈沖波形的實現
3．1 調制算法的簡化
在使用DSP控制芯片實現PWM調制算法時，可采用載波反相層調制。為了使實現簡單，可進行等效的調制算法，就是利用位于正半軸周相位相同的兩列三角載波和兩列相位相反的正弦波分別進行調制比較，以產生兩對互補的控制脈沖來控制一相橋臂。這種方法的優勢在于使用正半周同相位兩列的三角載波進行調制，能充分利用TMS320F2812DSP中兩組事件管理器模塊的計數器功能，從而使兩個完全相同的載波可以共用一個計數器。而兩列相位相反的正弦波相當于在負半周期按照關于x軸對稱的方法翻轉到正半周，在程序中，只需判斷周期性正弦函數的正負號來進行翻轉即可。這種調制算法與原層疊算法完全等效，非常適合二極管箝位三電平逆變器的控制，而且實現簡單易行。其調制原理和單相控制脈沖如圖5所示。
3．2 占空比推導
三電平逆變器工作時，每相有三種輸出狀態，因此，三電平逆變器的輸出相電壓為：
合成正弦波的主要思想就是利用上述直流側的三種電平，在同一時刻按照就近原則分別選取其中的兩組電平進行組合，并在正弦調制信號波的正負半周內分別合成。
現以A相為例。可以推出其占空比d的計算公式。
其中，Um／Udc=M為調制幅度。這樣，式(7)就是求得的A相開關的占空比。
4 軟件設計流程
本系統的整個控制程序由主程序、初始化子程序和下溢中斷子程序組成。每個載波周期都產生一個下溢中斷，并調用相應的中斷子程序；中斷子程序根據采樣點(本文設定0．9度為一個采樣點)來調用正弦波采樣計算程序，并計算出該時刻正弦調制波對應的值，然后根據調制度轉化成計數器的計數值，以作為比較寄存器的值存在比較寄存器里。三角載波的發生可通過事件管理器EVA中計數器1的計數來模擬。該模塊已經為SPWM開辟了周期寄存器、死區設置以及比較寄存器等一系列寄存器，而最為方便的是可以對PWM通道的死區時間進行程序設定。計數器可設置為上升下降模式(從零計數到周期值，然后降為零)。圖6所示為其軟件程序流程圖。
TMS320F2812片上集成的外圍設備中有2個事件管理器(EVA、EVB)，每個事件管理器含有3個全比較單元，每個全比較單元有兩路互補的PWM輸出，因此共有12路兩兩互補的PWM輸出，正好對應三電平逆變電路的12個主開關器件。其中的對應關系如表1所列。
此外，為使12路PWM協調工作，必須使EVA、EVB同步工作，就好像它們共用一個計數器，且具有相同的周期比較寄存器的值。由于EVA的比較單元計數器為GP timerl，EVB的比較單元計數器為GP timer3，為了使六個比較單元同步工作，就必須使GP timer1和GP timer3同時啟動。但由于一條指令只能啟動一個計數器，因此，要用連續兩條啟動指令分別啟動兩個計數器。TMS320F2812浮點式DSP的最高指令執行速度為150 MHz，可使得指令周期縮短到6．67 ns。因此，兩個計數器雖不能完全同步，但滯后僅為幾個納秒，遠小于2微秒的死區時間，這對于千赫茲級的開關頻率來說，可以忽略不計。因此，以單個TMS320F2812控制器為平臺構建系統，可以節約大量的外圍邏輯電路，降低成本，同時可提高系統的可靠性。
本程序的設計載波頻率為20 kHz，調制波為50 Hz標準正弦波。DSPF內部可將時鐘頻率分頻為60MHz。由于載波周期為50μs，寄存器的值應該設置為1500，幅度調制比M為0．92，計數器初始值設為O。由于載波比為400，所以一個正弦波周期可響應400次中斷，實時值與計數器值比較可產生控制脈沖，再通過死區單元產生互補的一對MOSFET信號，故可設置死區時間為2μs，且刪除小于0．67μs以下的窄脈沖。
按照上述參數，其實驗驗證結果如圖7所示。其中，圖7(a)為開關T1、T3的互補關系； (b)為開關T1、T2在一個正弦波周期內按照正負交替導通作用； (c)為其互補信號的死區時間。
5 結束語
本文分析了兩種常見的載波調制方法及其仿真驗證；并采用TMS320F2812 DSP作為系統的控制芯片，改進并簡化了傳統的層疊三角載波脈寬調制方法，同時利用改進的算法編制了一套DSP的控制程序。實驗結果表明，改進后的算法使得DSP編程非常容易，且脈沖序列工作穩定。是一種適用于中、大功率變頻器等裝置的功率模塊設計方案，對工程應用有較強的指導意義。
