《電子技術應用》
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低壓CMOS滿幅度恒定增益運算放大器設計
摘要: 本文基于標準CMOS工藝,設計了電源電壓低至0.9V的運算放大器。模擬結果顯示,在整個滿幅度范圍內,該運算放大器增益波動僅為0.01%,可用于低壓低功耗的 SOC設計中。
Abstract:
Key words :

  1 引言

  隨著便攜式消費電子需求的日益增長,低壓、低功耗設計已經成為集成電路設計的研究熱點之一。趨勢表明[1],電壓的降低給模擬電路設計帶來很大挑戰。就低壓運放設計而言,一般傳統采用互補差分對輸入級以實現滿幅度輸入范圍,然而,當電源電壓低于Vt.NMOS+|Vt.PMOS|+VDS,PMOS-|VDS,PMOS|時,差分對會出現截止區,導致最小電源電壓要高于2個閾值電壓與2個過飽和電壓之和。0.35μm工藝下Vt,NMOS的典型值為0.52V,Vt,PMOS的典型值為-0.75V,則傳統結構的最小工作電壓只能在1.4V左右。為了避免采用復雜工藝實現電源電壓低于1V的運算放大器而增加產品成本。見文獻[2-4]的電路結構采用共模電平偏移的電路結構,箝位共模電平,在標準CMOS工藝下簡單地實現了低電壓運算放大器。

  已有文獻[2]采用PMOS差分對來實現電源電壓為1V的運算放大器,但由于Vt,PMOS的典型值為-0.75V,使得前置反饋電路的工作電平范圍為1-0.15V,幾乎涵蓋整個共模電平范圍,運算放大器的穩定性降低,另外,該結構下的折疊式共源共柵結構也會受體效應的影響

 

,影響增益的恒定性。本文采用NMOS差分對結構,還對前置反饋電平偏移電路進行相應的改進,使電源電壓降為0.9V的同時,提高了增益的恒定性。

  2 設計的基本思路

  基于前置反饋的電平偏移電路的設計如圖1,Vi+,Vi-的共模電平Vi,cm低于Vref時,通過反饋電路控制電流源獲得適當的電流I,Vin+,Vin-的共模電平Vin,cm提升到Vref,同時電阻傳遞完整的差模信號,再由Vin+,Vin-連接NMOS差分對來實現整體電路,如圖1所示。

  電平偏移電路示意圖

  設計的基本思路

  

   3 運算放大器的具體實現

  反饋電路的實現

  反饋電路的實現如圖2所示,其反饋過程如下:Vi+,Vi-的共模電平Vi,cm降低時,Vin+,Vin-的共模電Vin,cm降低,此時IDM1減小,IDM11增大,Vx點的電位升高,IDM8增大,電阻的端電壓增大,Vin,cm升高。若Vref過高,由于Ib的大小和電流鏡工作電壓的限制,Vin,cm不會上升到Vtel的電平。為了M5與M6,M7的漏源電壓近似相等,引入M12增強電流鏡的匹配。   

  下面對反饋環路的穩定性進行分析,運放A的開環增益為:

  運放A的開環增益

  由式(5)可以看出,電路工作時,需要保持M8漏源電壓較小,則寬長較大,在相同的漏源電流下,Gm8不可能很小。所以在電路設計時,運放A的跨導Gm1應該可能小,補償電容C應該較大,同時在版圖設計中應該注意減小寄生電容Cp,以增強反饋的穩定性。

  采用NMOS差分對的低壓運算放大器

  采用NMOS差分對的低壓運算放大器,結構如圖3所示,其兩級直流增益可以分別為:Av1=gmt1[rot8//gmt6rot6+1]rot4] (6)

  Av2=gmt9(rot9//rot10) (7)

  其中,gmt1,gmt6,gmt9分別為MT1,MT6,MT9的跨導,rot4,rot6,rot9,rot10分別為對應MOS管的輸出電阻。   

  在設計電路過程中,MOS管應較大寬長比,保持漏源電壓較小的同時,偏置電流也應適當減小,此時輸出電阻較大,隨共模電平波動也小,有助于低壓下獲得較大且穩定的增益。

  4 模擬結果

  內部電平隨輸入共模電平的關系

  在0.9V電源電壓下,為使M3,M4工作在放大區,Vret可在0.62-1V之間取任意值,圖4結果顯示,在0-0.9V的共模電平范圍內,當輸入端共模電平Vi,cm<0.62V時,此時反饋電路使得M1,M2工作在放大區,內部共模電平Vin,cm保持0.62V恒定;Vi,cm>0.62V時,Vx電位降低,反饋電路停止工作,Vin,cm隨Vi,cm增大而增大。

  在10pF外接負載情況下,交流特性如圖5所示。

  幅頻特性

  

  在滿幅度范圍內,運算放大器的滯留增益,單位增益帶寬和相位裕度相當穩定,具體參數如表1所示。

  運算放大器的基本參數

  

  5 結論

  本文基于標準CMOS工藝,設計了電源電壓低至0.9V的運算放大器。模擬結果顯示,在整個滿幅度范圍內,該運算放大器增益波動僅為0.01%,可用于低壓低功耗的 SOC設計中。

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