文獻標識碼： A
文章編號： 0258-7998(2015)03-0126-04
早期的非周期性開關電源當作家用電器的電源以來都選擇它激式的電路結構，整個控制過程是振蕩狀態與抑制狀態之間的耗時之比，故稱其為自激式反激變換器，即RCC(Ringing Choke Converter)電路[1]。RCC電路始終處于臨界模式的工作狀態，由于自身變壓器的工作特點，導致其工作頻率與輸出的電流和輸入的電壓密切相關[2-3]。由于輸入電壓會改變電路的占空比及開關管的耐壓要求高，故輕載時易產生間歇振蕩、干擾等缺陷，這些細節在設計和調試時都必須留意[4-7]。盡管RCC電路擁有一些缺點，但是RCC電路的優勢很明顯：電路結構簡單；大多與驅動相關的困難(譬如驅動波形的處理、變壓器飽和的處理等)在RCC電路中可以得到較好的解決；輸出高頻的雜音也會變小[8-10]；整個RCC電路的效率較高。改進后的RCC變換器可消除交叉導通與變壓器飽和等問題，且在直流電壓127 V~396 V的范圍內正常工作，可提供250 W以上的較高功率，RCC電路的性價比被大大提升[11-12]。如今RCC電路優越特性已備受大眾喜愛，因此高性能的電源設備大都使用RCC電路，如低壓小功率模塊電源、家用電器、手機充電寶等[13-15]。
1 RCC電路介紹
下面主要說明RCC電路的工作原理、輸出電壓的穩定環節和重要參數的分析與計算。
1.1 電路工作原理
在輸出的電壓保持一定電壓時，比較器將會輸出高電平，振蕩器停止輸出脈沖，開關管將會截止；在輸出的電壓減小后，比較器將會輸出低電平，振蕩器繼續輸出脈沖，開關管將會導通。自非周期性開關電源作為家用電器電源以來，普遍采用了自激振蕩結構來簡化之前繁瑣的電路。整個控制過程是振蕩狀態與抑制狀態之間的耗時之比，故稱其為自激式反激變換器。圖1是實際生活中應用最廣泛的RCC工作原理圖。
為方便分析RCC電路，特做如下假設：
(1)不計變壓器漏感電流對電路主管Tr1的Vce的影響；(2)不計輸出濾波電感對電路的影響；(3)電容C2的分壓在穩態時恒定；(4)電阻Rg穩態時忽略不計。
1.1.1 RCC電路的起動
電源Vin接通之后，電流ig經電阻Rg注入電路主管Tr1基極。當達到并超過Tr1的閾值電壓時，Tr1開始導通，這里的電流ig稱為起動電流，電阻Rg稱為起動電阻。
1.1.2 開關管Tr1處于ON狀態
當Tr1處于ON狀態時，Vce非常小，可忽略不計。由圖1可知Vb與主管導通的極性一致，所以主管Tr1在Vb的作用下維持導通狀態。令主管Tr1基極與發射極之間的壓降為Vbe1，二極管D2的正向壓降是Vf2。初級繞組Np的壓降為Vin，繞組Nb的分壓Vb如式(1)，基極電流Ib如式(2)：
可見，基極電流Ib是連續而又穩定的電流。然而，晶體管Tr1的集電極電流Ic是單調遞增函數，當其增至一定值時，假設經過了Ton的時間，基極電流Ib會出現不足以維持繼續增長的情況。進而使晶體管Tr1由飽和區進入不飽和區，此時Vce將會增大，即分得一部分Vin，顯然初級繞組Np所分得的電壓將會減少。由式(2)可知，Vb也會隨之減小，那么基極電流Ib會更顯不足，主管Tr1會迅速進入OFF狀態。
1.1.3 開關管Tr1處于OFF狀態
在開關管Tr1由ON狀態轉變為OFF狀態的同時，變壓器的磁通量會發生改變。而磁通量的改變，導致變壓器次級繞組感應電動勢反向，D4導通，產生電流i2，向負載提供功率。一段時間之后，令其為Toff，變壓器所儲存的能量會釋放完全，電流i2降為0。然而變壓器原邊線圈還存有少許能量，這部分能量驅動線圈Nb產生正向感應電壓，主管Tr1啟動進入ON狀態，晶體管完成一次開關動作。
1.2 輸出電壓穩定環節
1.2.1 變壓器的工作頻率
RCC電路的穩壓器實質上是利用次級繞組在OFF狀態時產生的反向電動勢來驅動負載。變壓器儲能的單位時間的釋放量與輸出功率關系如式(3)，式中：Lp為初級繞組的電感，f為變壓器的工作頻率。
1.2.2 穩壓二極管的目的
RCC電路穩壓基本原理如圖2所示。
由上分析，晶體管Tr1由ON狀態轉變為OFF狀態的主要原因是集電極電流Ic是單調遞增函數，當其增至一定值時，基極電流Ib會出現不足以維持繼續增長的情況。在穩壓二極管Dz、主管Tr1的基極—發射極、電容C2組成的回路中，利用KVL定律得式(4)：
Vz=Vc+Vbe2(4)
式中Vbe2為此時主管Tr1的基極—發射極的壓降。由式(4)知在Dz導通時，完成對驅動電流Id的引流，保證了晶體管的OFF狀態。
1.2.3 輸出電壓的精度調節
由變壓器的特性易得，圖1中繞組Nb的電壓值Vb與輸出繞組NS的電壓值Vs如式(5)：
Vb=Vc+Vf3，Vs=Vo+Vf4(5)
當Vbe2、Vf3、Vf4的值較小，可以忽略不計，由式(4)和式(5)得式(6)：
式(6)表明，輸出電壓Vo與穩壓二極管的導通電壓Vz成正比，即輸出電壓與穩壓二極管的精度一致。
1.3 兩個重要參數的分析與計算
1.3.1 振蕩占空比D的分析與計算
在對RCC電路的占空比D分析之前，對圖1變壓器部分電路進行必要的近似與簡化后如圖3所示。
分析圖3得知電流i1隨著時間t的增加而增加，在t=Ton時，初、次級線圈的最大電流值i1p和i2p為：
進一步可以得到次級電路的電流瞬時值i2，當t=Toff時，變壓器儲能釋放完全，如式(9)和式(10)：
1.3.2 振蕩頻率的分析與計算
按照振蕩頻率f的定義，由式(6)、式(10)得：
次級繞組包括Ns和為晶體管Tr1的基極提供驅動電流的繞組Nb，Nb的存在直接影響了式(6)的合理性。通過對上述分析過程再做一個定性的校正：首先繞組Nb的存在將會分得變壓器的部分儲能，次級電路電流的最大值i2p將會減?。黄浯蝘2p減小，即式(6)的比值將會減小，凡依此值為基礎的計算結果都將做出微調，即i2會減小，Toff會減小，占空比D會增大，振蕩頻率f會增大。
2 RCC電路基極驅動的分析與改進
2.1 RCC電路基極驅動
RCC電路的繞組Nb為晶體管Tr1的基極提供驅動電流Id，流過基極電阻Rb，此時必然會產生損耗[6]。繞組Nb的電壓Vb與輸入電壓Vin呈正比，驅動電流Id也相應增大，基極驅動的損耗將會急劇增大。同時，驅動電流Id的增大，也會導致穩壓電路的分流增大，易引起電路的間歇振蕩，進而產生異常的噪音。
2.2 RCC電路基極驅動恒流部分設計
基極驅動之所以會出現上述的問題，根本原因在于驅動電流Id會隨著輸入電壓Vin的增大而增大。一旦獲得恒流驅動，即驅動電流Id恒定，即可解決上述問題。對基極驅動進行改進如圖4所示。在恒流源起作用時，Dz1此時并未導通，因為它是在主管Tr1處于OFF狀態起作用。此時穩壓管Dz2、基極電阻Rb、主管Tr1的基極-發射極、二極管構成了回路。當Ib隨著Vin的增大而增大時，基極電阻Rb的壓降VRb將會增大，致使穩壓管Dz2導通， 將Tr2進行箝位，從而形成恒流驅動。這樣就解決了基極電阻Rb損耗問題以及間歇振蕩問題。
3 RCC電路的設計方法
RCC電路設計主要涉及功率、主電路、控制電路等的設計。下面結合如圖5所示的例子進行簡要說明。
主要技術參數：(1)輸入電壓AC：150 V～250 V，頻率50 kHz；(2)輸出電壓5 V，輸出電流0.3 A；(3)穩壓精度：10%；(4)工作效率>75%。計算時取輸入電壓的最小值150 V、輸出電流的最高值，則振蕩頻率f=50 kHz，占空比取0.4。
3.1 變壓器的電感與匝數
由理論分析可知，流經繞組Np的電流i1(Ic)為三角波，若取工作效率η=75%，則輸入電流的平均值i1(ave)與i1的最大值i1p如式(14)，由變壓器的伏秒平衡原則[7]，得出式(15)，同時變壓器主要參數易于計算。
Po=1.5 W，i1p=0.067 A，T=2×10-5 s，Ton=T×D=8×10-6 s，Lp=17.9 mH，Vs=5.7 V。
根據實際應用的經驗，取Ns=4，則Np=71。若令Nb最小驅動電壓Vb=6 V，可得出Nb=3。
3.2 RCC穩壓電路的計算
主管Tr1處于OFF狀態的情況下，穩壓電路支路開始工作，此時由變壓器匝數比易得繞組Nb的電壓Vb=4.28 V。在圖2中由穩壓管Dz、主管Tr1的基極-發射極、電阻R2、電容C5組成的回路中，忽略電阻R2，可得穩壓管Dz的電壓Vz=Vbe+VC5=4.28 V。
4 結論
本文通過對RCC電路的工作原理及其基極驅動部分進行分析與說明，在作了近似與簡化前提下，具體分析和計算了變壓器工作效率、連接穩壓二極管目的及其如何工作、輸出電壓的精度及其與穩壓二極管的精度如何構成聯系；在RCC電路選取了振蕩占空比、振蕩頻率等參數的分析和計算；提出了基極驅動的恒流設計的解決辦法；對輸出為5 V/0.3 A的RCC電路進行了實例分析與計算，并對一種新型RCC電路的充電器進行了簡要的結構分析，得出RCC電路具有成本低廉、性能優越、效率高效等優點。通過一系列的研究與改進，新型RCC電路的優勢能得到大幅度的提高，應用領域將會得以擴大。
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