0 引言

    國際整流器公司（IR）的門驅動器族（MGD）集成了大部分門驅動功能，將用來驅動高壓側和低壓側MOS或IGBT的絕大部分功能都集成在一個緊湊、高性能的芯片內；對于IR2110，利用自舉或懸浮電源的工作方式，在三相橋式逆變器中采用3片IR2110驅動3個橋臂只需要1路15 V～20 V電源；這樣，在工程上大大減少了驅動控制電源的數目，降低了產品成本。但是，IR2110本身存在不能產生負電壓關斷的設計，因此，容易在橋式電路功率管開通、關斷時產生門極驅動毛刺干擾，造成橋臂直通，損壞逆變器。

    針對上述IR2110的固有不足，國內有很多方面的研究都試圖完善其驅動應用。在文獻[1]中提出驅動大功率IGBT模塊的柵極電平箝位電路，該電路可在IGBT關斷期間將驅動電平箝位到零電平，雖然該電路可以大大減少柵極驅動信號的毛刺電壓，但是其關斷信號依然采用零電壓關斷，隨著功率等級的上升以及在不同電路應用中電路雜散參數的不同，不能保證柵極驅動信號不受干擾；文獻[2]中對IR2110通過外接一個輔助開關和其他無源器件使得IR2110產生了-5 V關斷信號，但是文獻[2]中并沒有就IR2110為何需要負壓關斷的原因進行分析，缺少相應的理論支撐；文獻[3]和文獻[4]中對負壓關斷原因進行了分析和總結，并通過對IR2110外接幾個無源器件使之生成-5 V關斷信號，但是文獻[3]只停留在理論研究上，沒有做出進一步的實驗分析與實驗波形。

    為了消除IR2110零電壓關斷IGBT時的毛刺干擾，本文著重分析零電壓關斷毛刺干擾產生原因，最后對IR2110典型零電壓關斷電路進行改進，提出一種帶負充電泵的IR2110關斷電路，該電路可有效保證逆變器的工作穩定性。

1 IR2110典型驅動電路

    IR2110典型驅動電路如圖1所示，對于IR2110的低端驅動來說，直接采用+15 V電源供電，工作頻率沒有具體的限制；而IR2110的高端驅動能量主要依靠VB和VS之間自舉電容C1獲得。當高端截止時，+15 V電源通過二極管D1對C1充電；當高端工作時，C1放電以維持高端導通；自舉電容的存在使得同一橋臂上、下功率器件的驅動電路只需外接一個電源。

    為了保證在有限的開關時間內維持自舉電壓，C1應該選擇小一點，因此高端驅動的工作頻率直接與自舉電容充放電情況^[5]相關。自舉二極管D1也是一個重要的器件，它的作用是阻斷直流母線電壓對供電電源+15 V的影響，一般選用漏電流小的快速恢復二極管。

2 驅動電路干擾分析

    IGBT在全橋電路中工作時的模型如圖2所示。Rg1、Rg2是柵極驅動電阻，L1、L2是柵極驅動引線電感，C_gc、C_ge、C_ce是IGBT的極間電容，U_ge1、U_ge2分別是全橋上、下管驅動控制信號，+U為直流母線電壓，L為線路雜散電感（分布電感），S為負載開關。

    首先，在S2的柵極加上-7.5 V偏壓（U_ge=-7.5 V）使得S2處于截止狀態，而在S1的柵極加觸發脈沖；當S1處于導通狀態時閉合負載開關S，此時直流母線+U經S1、S、負載L和R構成回路。當S1關斷時，電路為了維持L上電流方向不變，L上的反電動勢將迫使S1的體二極管D2導通續流；下一個觸發脈沖使得S1再次導通時并斷開負載開關S，測得I_c為I_rr，它等于二極管D2的反向恢復電流。如果減少-U_ge2，重復上述實驗，發現I_c還是等于I_rr；但當-U_ge2小于-5 V時，I_c開始增加(如圖3所示)。如所周知，D2二極管的反向恢復電流I_rr是一定的，那么增加的這些電流只能由S2上流過。

    原因分析：S2的集電極與發射極存在固有寄生二極管D2(反并聯)，當二極管D2在導通狀態下，外加電壓突然由正向變為反向時，由于PN結導通時其兩端存在電荷梯度，PN結由導通轉換為截止時必須將這些電荷釋放出去，這個反向恢復過程將使二極管產生反向恢復電流(電荷釋放)，從而使IGBT的CE間電壓急劇上升，使得dv/dt迅速增大。由于密勒電容(C_gc)的存在，此dv/dt將在C_gc上產生充電電流I_g(I_g=C_gc dv/dt)。該電流通過柵極電阻、引線電感和驅動芯片內部構成回路形成電壓(如圖2虛線部分)，由于IGBT的最小導通電壓一般在3 V左右，這個回路電壓極其容易對IGBT柵極上的驅動信號產生干擾；因此當-U_ge2負壓較大時，該電壓還不足以使得柵極電位升的太高，而當-U_ge2負壓較小時，則足以使得S2誤導通，發生橋臂上、下功率管誤導通現象，從而使得I_c增大。

    由上述可知，IGBT體二極管的反向恢復過程以及密勒效應產生了充電電流I_g，該電流產生了柵極干擾電壓。但是該干擾電壓的幅值與維持時間由柵-集極和柵-射極間的電容比值、柵極驅動電阻以及集-射極間的dv/dt共同決定。為了滿足IGBT的開關速度以及電路噪聲條件下保持柵極電壓在安全門限電壓以下，需要對IGBT驅動電路提供必要的負電壓驅動抗干擾電路。

3 帶負充電泵的驅動電路研究

    通過外部使用負充電泵生成輔助電壓是一種靈活易用的方法，這種輔助電壓從理論上來說可以是任何正、負電壓。在如圖4中給出了基本的帶負充電泵的驅動電路，該驅動電路使用了2個N溝道MOS和2個P溝道MOS，位于Q3、Q4柵極之間的R1是作為Q3、Q4的柵極電阻，為了減緩Q3與Q4的導通速率以及限制該驅動電路的擊穿電流；穩壓二極管D1是為了減緩Q3、 Q4的驅動柵極電壓。圖4中C2、D2和R2對N溝道MOS管Q2構成電平轉換器，而C3、C4、D3和D4構成負充電泵，把輸入零電壓驅動信號轉換為負電壓驅動信號。

    假設如圖4所示中所有電容的初始狀態電壓為零，忽略MOS管的導通壓降，且二極管導通壓降為0.7 V。工作原理介紹：

    (1)狀態1：開關功率器件未動作前，INPUT為低電平0 V，這時Q1被導通，電源+15 V通過R1以及穩壓二極管D1使得Q4導通，此時該驅動電路零電壓驅動輸出，與輸入電平狀態保持一致。

    (2)狀態2：當INPUT由低電平0 V變為高電平+15 V時，驅動信號首先通過C3、D4以及C2、R2和C4構成的回路進行電容充電(如圖4虛線所示)。在C3、D4構成的充電回路中，由于D4導通壓降為0.7 V，所以C3在充滿電后維持兩端電壓14.3 V，D點電壓V_d為0.7 V；而在C2、R2和C4構成的充電回路中，由于C2兩端電壓不能突變，所以A點電壓（V_a）在輸入電平由低電平0 V變為高電平+15 V時刻，Va為15 V，從而使得Q2導通。隨著回路充電過程的繼續，C4兩端電壓會逐漸上升至1.4 V，當B點電壓Vb為1.4 V時，則被D3、D4兩個二極管串聯箝位，維持1.4 V電壓不變，同時該回路充電電流路徑變為：

    INPUT +15 V→C2→R2→D3→D4→+15 V RTN

    若持續保持INPUT+15 V輸入，C2、C4在充滿電后，由于充電回路無電流流動，R2兩端電壓保持一致，A點電壓會從剛開始的15 V逐漸降為1.4 V，且C2兩端電壓保持13.6 V不變。

    由上述可知，由于Q2被導通且C4被D3、D4二極管箝位1.4 V，所以Q2的漏極電壓，也就是C點電壓變為1.4 V，該點電壓通過穩壓二極管D1和R1使得Q3導通，從而實現驅動+15 V輸出，與輸入電平狀態保持一致。

    (3)狀態3：根據狀態2可知，C3兩端電壓為14.3 V，D點電壓為0.7 V，當INPUT由+15 V變為低電平0 V時，由于C3電容兩端電壓不能突變，C3初始電壓為14.3 V，這時B點電壓Vb保持+1.4 V不變，C4初始電壓為1.4 V。

    在如圖4所示電路中，C4首先通過D3、D4進行放電；當C4電壓低于1.4 V時，由于在狀態三條件下INPUT與+15 V RTN同電位，電路上可認為INPUT與+15 V RTN為短路連接狀態，C4經由D3、C3、INPUT以及+15 V RTN進行放電和反向充電(如圖5所示)。

    由圖5可知，設充放電流為i，C4初始電壓=1.4 V，C3初始電壓=14.3 V，C4=100 nF，C3=470 nF，根據基爾霍夫電壓定律可得：

    所以當INPUT由高電平+15 V變為低電平0 V時，該驅動電路在C3和C4的作用下，使得Q4的漏極電壓轉變為-12.1 V，從而實現該驅動電路零電壓輸入，負壓驅動輸出的目標。

    綜上所述，該驅動電路在啟動時，甚至在第一個周期結束后，重復狀態2和狀態3，該電路可穩定輸出負電壓關斷信號，有效保證逆變器的工作穩定性。

4 帶負充電泵的IR2110實驗分析

    根據上文帶負充電泵的驅動電路研究，搭建如圖6所示的實際電路進行實驗驗證與分析。作為對比，本文也搭建了如圖2所示的IR2110典型驅動電路。

    圖7所示波形是采用IR2110典型驅動電路下逆變器三個下橋臂IGBT管的柵極驅動電壓波形，圖中所標注的就是上橋臂IGBT在死區時間后開通時，由于該驅動電路不具備負壓關斷功能，IGBT體二極管反向恢復過程以及密勒效應引起的下橋臂IGBT驅動干擾電壓毛刺。該毛刺干擾電壓容易造成上、下橋臂誤導通現象，破壞逆變器的工作穩定性。

    圖8所示波形是采用帶負充電泵的IR2110驅動電路(如圖6所示)所產生的柵極驅動電壓波形；在IGBT關斷時，關斷電壓信號由0 V轉換為穩定的-12 V；而在IGBT開通時，也維持了原有的+15 V驅動電壓，該實驗結果驗證了上文的分析過程，并且驅動信號不存在毛刺干擾現象，從而使得IGBT不會因柵極干擾電壓而誤導通，保證了整個逆變器的工作穩定性。

5 結論

    結合IGBT體寄生二極管的反向恢復過程以及IGBT輸入阻抗米勒效應，對IR2110零電壓關斷毛刺干擾產生原因進行了分析，由于IR2110因自身不能產生負壓，通過外部使用負充電泵電路，設計完成一種帶負充電泵的IR2110驅動抗干擾電路，該電路經實驗驗證可有效解決IR2110的零電壓關斷毛刺干擾現象，實驗效果明顯，從根本上保證了逆變器的工作穩定性。

參考文獻

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