0 引言

    在無線電波傳輸過程中，由于信道環境及接收條件的不同，接收機收到的信號強度差異很大^[1]。同時，在非恒包絡突發通信中，接收機收到的信號不連續，信號包絡中攜帶了有用信息。因此，接收機的AGC設計需要同時滿足動態范圍大、響應速度快、引入信號失真小的要求，同時輸出信號幅度還需滿足后端ADC的動態范圍及數字信號處理的要求^[2]。在接收機的AGC設計中，響應速度是其中最關鍵的技術指標，響應速度太慢或者太快都會引起信號的失真。如果AGC環路的響應速度太慢，則接收機輸出信號的電平無法跟上輸入信號電平的變化，信號會產生非線性失真，或者信號幅度超過了ADC的動態范圍而引起誤碼；如果AGC環路的響應速度太快，其調整速率超過了信號的調制速率，AGC環路會使信號產生寄生幅度調制，破壞信號原有的包絡，導致信號失真^[3]。因此，在實際的工程應用中，通常需要根據實際情況進行仿真及測試，以找出AGC環路的最佳響應時間，或者通過選擇幾組不同的響應時間，來應對不同的應用場合^[4]。

1 傳統AGC的局限

    AGC是典型的閉環負反饋控制系統，用輸出信號與參考信號之間的誤差來調節可變增益放大器的增益，使得當輸入信號電平發生變化時，輸出信號的電平能基本保持恒定。不論是模擬AGC還是數字AGC，雖然其具體實現方式各不相同，但是其基本原理及構成均相同，如圖1所示，都是由輸出信號檢測、誤差信號產生和可控增益放大三部分組成^[5]。其中，誤差信號產生電路是整個AGC環路的核心部分，AGC的響應時間就是由該部分電路中環路濾波的時間常數決定的。

    圖2將突發通信中的幀結構概括地分為兩個部分組成^[6]：保護碼（時間為t₀）和信息碼（時間為N×t₁，其中t₁為單個符號時間）。

    從上一節的論述可知，為了使接收機輸出信號的電平及時跟上輸入信號電平的變化，AGC環路的穩定時間τ應當小于保護時間t₀；同時，為了避免AGC環路引入寄生調制導致信號失真，AGC環路的穩定時間τ又必須遠大于調制信號的單個符號時間t₁。當突發信號的幀結構滿足條件t₁<<t₀時，AGC環路穩定時間τ的選擇只需滿足t₁<<τ<t₀即可，這時傳統的AGC環路設計是可行的。但是當突發信號幀結構中的t₀和t₁相差不大時，由于傳統模擬AGC環路的響應時間單一，最佳穩定時間τ_opt很難或者無法選取出來。為此，本文提出了一種適用于突發通信的變速模擬AGC電路，以解決突發信號保護時間短和符號速率慢之間的矛盾。

2 變速AGC的原理及設計

    變速AGC的工作原理是接收機在進行突發通信時，AGC環路能夠根據信號的時域特點實時地進行響應速度切換，其響應特性如圖3所示。

    當突發信號到達之前，AGC環路工作在慢環狀態。當突發信號到達時，信號電平快速上升并超過預設的門限值V_t，此時AGC環路立即切換到快環狀態，其目的是使輸出信號及時跟蹤輸入信號的變化，在保護時間內快速達到穩定，保證后續有用數據的無損接收。當信號電平被穩定到期望值V_s后，AGC環路又切換到慢環狀態，并一直保持到有用數據接收完畢，緩慢的AGC響應速度能保證有用數據傳輸期間不會發生寄生幅度調制而引起信號失真。當本次突發信號結束時，AGC環路再由慢環狀態切換為快環狀態，使接收機增益能快速放開。待接收機增益放開后，AGC環路又由快環狀態恢復到最初的慢環狀態，確保接收機穩定工作并等待下一個突發信號的到來。當下一個突發信號到達時，AGC環路重復以上響應流程，周而復始。

    從以上的描述可以看出，這種自適應變速AGC方案的控制流程可以大致劃分為以下四個階段：

    (1)階段一：突發信號到達前，慢速等待；

    (2)階段二：突發信號到達時，快速穩定；

    (3)階段三：有用信息傳輸時，慢速保持；

    (4)階段四：突發信號結束后，快速釋放。

2.1 階段一：慢速等待

    變速AGC電路的原理圖如圖4所示。

    電阻R2及R3將+5 V電壓分壓得到觸發快環的預置門限值V_t，并將其加到運放N1A的正向輸入端（第3腳）上，當突發信號到達之前，加在運放N1A反向輸入端（第2腳）上的檢波電壓比V_t小，因此N1A的第1腳輸出約+5 V的正電壓，使二極管V1處于反偏截止狀態。此時N1B的正向輸入端（第5腳）上的電壓為0 V，其反向輸入端（第6腳）上的電壓則由負電源-5 V、電阻R4及R5決定，將其設置為一接近于0 V的負電壓，因此N1B的第7腳也輸出約+5 V的正電壓，使二極管V2處于反偏截止狀態。此時，+5 V的電壓通過電阻R6加到模擬開關S1的控制腳上，將其置為斷開狀態，電阻R8被斷開。此時AGC環路濾波電路的時間常數由阻值較大的電阻R7和電容C1決定，AGC工作在慢環模式。

2.2 階段二：快速穩定

2.2.1 快速響應

    當突發信號到達后，隨著信號電平從無到有，檢波電壓迅速上升并超過V_t，因此運放N1A的輸出腳（第1腳）的電壓發生反轉，由+5 V變為-5 V，使二極管V1由反向截止狀態變為正向導通狀態。此時N1B的正向輸入端（第5腳）上的電壓比反向輸入端（第6腳）上的電壓低，因此其輸出腳（第7腳）輸出約-5 V的負電壓，使二極管V2處于正向導通狀態。此時，一個負電壓加到模擬開關S1的控制腳上，將其置為閉合狀態，阻值較小的電阻R8被接入環路濾波電路，與R7并聯，由于R8的值遠小于R7，因此并聯后AGC環路的時間常數大大減小，AGC切換為快環模式。

2.2.2 延遲切換

    在圖4中，由C2、V3、R9和R10組成的AGC速度切換遲滯電路尤為關鍵，該電路保證了AGC環路在信號穩定前始終處于快環模式。如圖3所示，如果沒有該電路，當信號電平快速起控并減小至預置門限值Vt以下時，AGC環路會立即切換回慢環模式。由于此時信號仍未降到由電阻R12和R13分壓所設置的期望值V_s，信號電平從V_t下降到V_s這段時間，AGC環路會工作在慢環狀態，其穩定時間變長（如圖3中粗虛線所示），無法達到快速穩定的目的。

    有了圖4中的遲滯電路，當AGC工作在快環模式時，運放N1A第1腳上的電壓為-5 V，此時V1為正向導通狀態，電容C2左側引腳上的電壓約為-5 V。當檢波信號電平降低至V_t以下時，運放N1A第1腳上的電壓變為+5 V，此時V1變為反向截止狀態，電容C2所存儲的電荷開始通過電阻R9和R10放電，于是N1B的第5腳上的負電壓不會立即消失，而是會隨著C2的放電逐漸上升。在這段時間內，N1B第5腳上的電壓仍然比其第6腳上的電壓低，因此第7腳會保持-5 V的負電壓，使模擬開關S1處于閉合狀態，從而保證AGC仍然工作在快環模式。同時在這段時間內，信號電平從預置門限值Vt成功下降到了期望值Vs，完整地實現了AGC的快速穩定功能。當電容C2放電結束后，運放N1B第5腳上的電壓升高至0 V，超過第6腳上的電壓，此時N1B第7腳輸出+5 V高電平，使模擬開關S1處于為斷開狀態，從而使AGC切換至慢環模式。

2.3 階段三：慢速保持

    當突發信號穩定后，在其有用數據傳輸過程中，信號幅度始終被穩定控制在期望值V_s處，AGC環路一直工作在慢環模式。由于慢環模式時AGC環路的響應速度遠遠低于調制信號的符號速率，因此AGC環路不會引起寄生幅度調制，信號也就不會產生額外失真。

2.4 階段四：快速釋放

    當突發信號結束時，后端軟件會送出一個脈沖信號，使AGC環路的狀態再次發生變換。當脈沖前沿（下降沿）到達時，模擬開關S2由斷開狀態變為閉合狀態，運放N2A的反向端（第2腳）上的電壓被拉低并小于正向端（第3腳）上的電壓，因此N2A的輸出腳（第1腳）上的電壓由-5 V變為+5 V，進而電容C3右端的電壓由-5 V變為+5 V，此時三極管V4由截止狀態變為飽和導通狀態，電阻R11與-5 V連接并被接入由N2B、C1及R7組成的AGC環路濾波電路中，由于R11的阻值較小，AGC環路濾波電路的時間常數顯著變小，AGC快速釋放使接收機增益迅速增大。當脈沖后沿（上升沿）到達時，三極管V4由飽和導通狀態變為截止狀態，電阻R11與-5 V電壓斷開并脫離AGC環路濾波電路，AGC環路由快環（釋放）狀態變為慢環（等待）狀態，等待下一次突發信號的到來。

    這樣，該AGC電路根據突發信號的時域特性周而復始地完成對信號的慢速等待、快速穩定（快速響應、延遲切換）、慢速保持及快速釋放過程。

3 測試驗證

    通過搭建如圖1所示的系統來驗證本文提出的變速AGC電路的性能。其中，可控增益放大器選用兩級Analog Devices公司的壓控可變增益放大器（VGA）芯片AD8367，輸出信號耦合一路送給Linear Technology公司推出的檢波芯片LT5537，產生的檢波信號送給圖4所示的AGC環路進行誤差電壓產生，最終產生的電壓控制兩級AD8367完成增益控制^[7]。

    該系統的輸入信號為70 MHz的突發數字調制信號，該信號采用符號速率為50 kS/s的8PSK調制，突發周期5 ms，其中有用信號持續時間為4 ms。其希望達到的技術指標為：

    (1)AGC起控時間：≤40 μs（相當于2個符號時間）；

    (2)AGC釋放時間：≤80 μs（相當于4個符號時間）；

    (3)矢量誤差幅度（EVM）：≤2%（穩定后）。

    用示波器及實時頻譜分析儀對以上3個指標進行測試，以評估該AGC電路的性能。

3.1 AGC起控時間測試

    當突發信號到達時，輸出信號及控制電壓的時域響應如圖5所示。圖中，通道3為輸出信號，通道4為AGC環路輸出的誤差信號（即VGA的控制電壓），通道1為快、慢環切換控制信號（即圖4中二極管V2和電阻R6間的測試點）。從圖5中可以看出，當突發信號到達并超過一定幅度時，AGC立即切換為快環模式，控制電壓迅速降低，使輸出信號電平迅速減小到期望的穩定值；同時，合理的遲滯電路保證了當信號穩定后，AGC正好從快環模式切換回慢環模式。從圖中可以看出，AGC穩定時間約為30 μs，成功實現了快速穩定。

3.2 信號質量測試

    由于突發信號采用了符號速率為50 kS/s的8PSK調制，其單個符號時間t₁為20 μs。如前所述，穩定后AGC的響應時間τ必須遠大于20 μs，才能保證信號質量不惡化。實際該AGC電路將慢環時間常數設置為快環時間常數的1 000倍，即慢環AGC的響應時間約為30 ms，遠遠大于20 μs。

    圖6示出了最終輸出的信號質量（EVM）測試。從圖中可以看出，輸出信號的EVM測試值為0.715%，證明AGC電路未對信號質量產生惡化。

3.3 AGC釋放時間測試

    當突發信號結束時，一個脈沖觸發信號將AGC由慢環模式切換為快環模式，使接收增益能迅速放開，準備下一幀信號的接收。此時輸出信號的響應測試結果如圖7所示。從圖中可以看出，突發信號結束后，控制電壓迅速升高，約30 μs時間內即完成AGC及接收增益的釋放。

3.4 測試結果對比

    用同樣的測試方法，對傳統AGC電路進行相同的指標測試，其對比測試結果如表1所示。

    從以上測試結果可知，本文提出的變速AGC方案成功實現了快速穩定和釋放，同時引入失真小，完全滿足設計要求。而傳統AGC方案要么引入失真較大，要么穩定和釋放時間太長，無法滿足突發通信的要求。

4 結論

    本文針對非恒包絡突發通信系統，提出了一種變速AGC設計方案。與傳統AGC設計相比，本方案增加了快速AGC響應觸發電路、AGC速度切換遲滯電路、快速AGC釋放電路，使得AGC環路能夠根據突發信號的幀結構特點，實時地進行響應速度切換。實測結果表明，該AGC電路具有穩定時間短、信號失真小、釋放速度快等特點，非常適合應用于突發通信特別是非恒包絡突發通信系統。

參考文獻

[1] 曾興雯，劉乃安，陳健．高頻電路原理與分析[M]．西安：西安電子科技大學出版社，2005．

[2] 梁衛祖，卿劍．跳頻通信接收機的AGC設計[J]．移動通信，2015(14)：73-77．

[3] 張立哲，張子軒．AGC穩定時間對DS_FH系統捕獲的影響[J]．計算機與網絡，2011(16)：46-49．

[4] 趙儉，張效義，于永莉．突發通信模式下數字自動增益控制的FPGA實現[J]．艦船科學技術，2006，28(3)：53-55．

[5] 胡俊杰，葉永杰，帥明．數字中頻接收機中數字AGC的設計與實現[J]．通信對抗，2015，34(1)：29-33．

[6] 井冰，葉凡，李寧，等．超寬帶系統中的快速雙閉環自動增益控制算法[J]．計算機工程，2014，40(7)：47-52．

[7] 王燕君．軟件無線電跳頻電臺接收機射頻前端設計[J]．電訊技術，2012，52(6)：969-973．