《電子技術應用》
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基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅動器
2016年電子技術應用第12期
楊 斌,陶雪慧,沈黎韜
蘇州大學 城市軌道交通學院,江蘇 蘇州215000
摘要: 針對大功率LED驅動電源需要實現多路均流的特點,提出了一種基于CLL諧振的多路輸出LED驅動方案。驅動電路前級采用臨界模式下的Boost拓撲實現功率因數校正(PFC)功能,后級采用CLL諧振拓撲實現LED負載恒流。首先對CLL諧振變換器的電路原理進行了分析,通過將副邊四路輸出等效為單路輸出,采用基波近似法分析加平衡電容的CLL諧振變換器,求得該變換器的直流電壓增益公式和恒流公式。討論了CLL諧振變換器和Boost型PFC電路的主要參數設計。在此基礎上制作了樣機,實驗結果表明,采用CLL諧振的兩級結構電路能高效地驅動LED電源,且各LED串之間具有較好的均流效果。
中圖分類號: TN86
文獻標識碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.2016.12.035
中文引用格式: 楊斌,陶雪慧,沈黎韜. 基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅動器[J].電子技術應用,2016,42(12):134-138.
英文引用格式: Yang Bin,Tao Xuehui,Shen Litao. High power multi-channel LED driver with CLL resonant[J].Application of Electronic Technique,2016,42(12):134-138.
High power multi-channel LED driver with CLL resonant
Yang Bin,Tao Xuehui,Shen Litao
School of Urban Rail Transportation,Soochow University,Suzhou 215000,China
Abstract: Because of the high power LED driver required for current balancing, a multi-output LED driver with CLL resonant utilizing the charge balance of the block capacitors is proposed. The first stage circuit using BCM boost topology achieves PFC function, while the second stage using CLL resonant converter realizes the current balancing between LED strings. The principle of the CLL resonant converter is analyzed. This paper merges four outputs into one and adopts the fundamental harmonic approximation analysis method to obtain the voltage and current characteristic of the converter. The key parameters of the CLL resonant converter and Boost-type PFC is also presented. On the basis of above analysis, a prototype was built up. The experiment results prove that the circuit adopting the CLL resonant converter can efficiently drive the LED strings. Meanwhile, each LED has the good performance of current balancing.
Key words : current sharing;CLL resonant;LED driver;PFC

0 引言

    LED具有發光效能高、光學性能好、壽命長等優點,廣泛應用于照明、背光源等領域[1]。實際應用中,常常需要將多個LED串并聯,為了保持各并聯LED串發光強度與熱效應一致,必須解決各并聯LED串之間的電流均衡問題。另一方面,傳統大功率LED驅動器原邊大多采用LLC諧振[2-4],變換器工作在連續模式,只能實現開關管零電壓(ZVS)導通,副邊整流二極管無法實現零電流(ZCS)關斷,造成二極管的反向恢復問題。文獻[5]采用CLL諧振,能在全負載范圍內實現開關管ZVS開通和ZCS關斷,且電路始終工作在諧振點,但電路采用兩級DC/DC結構,電路復雜。

    傳統大功率LED驅動器一般采用PFC+DC/DC+恒流模塊的三級式結構,電路復雜,效率低。本文提出了一種新型大功率LED驅動器,電路采取Boost型PFC+CLL諧振兩級式結構,效率高,電路簡單。

1 電路原理

    本文提出的基于CLL諧振的多路輸出LED驅動器如圖1所示。前級PFC主電路采用Boost拓撲,可以抑制諧波污染,提高功率因數,并且輸出電壓恒定,為后級DC/DC電路提供穩定的電壓。CLL諧振電路能在全負載范圍內實現開關管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關斷,提高了電路效率。CLL諧振電路副邊僅使用電容作為均流元件,避免了磁性元件的弊端,能直接驅動多路LED負載,從而節省了傳統LED驅動器的第三級恒流模塊。而且,電路能方便地推廣到多路輸出的應用場合,易于實現模塊化。

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    前級PFC主電路采用Boost拓撲,電路工作在電流臨界模式。圖2為半個工頻周期內電感電流波形圖。其工作原理如下:每一周期開始時,開關管S3導通,電感電流iLb線性增加,電感電流變化率為dy3-t1-x1.gif然后將電感電流的檢測信號和參考信號相比,當檢測電流值等于參考值時,開關管S3關斷,電感電流減小,當電感電流降為零時,開關管S3再次導通,進入下一個開關周期,如此周而復始[6]

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    由于可以近似地將一個開關周期內的電網電壓認為是定值,所以電感電流在半個工頻周期內達到峰值時的值為:

    dy3-gs1.gif

    由式(1)可以看出,在每個開關周期中電感電流峰值iLb_pk為 sinωt的函數,如果保持導通時間Ton不變,則在半個工頻周期內電感電流的峰值包絡線是正弦變化的。

    后級DC/DC采用CLL諧振變換器,分為連續模式和斷續模式,本文中CLL諧振工作在斷續模式。圖3為斷續模式下的波形圖,各具體模態分析如下。

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    (1)模態1[t0-t1]:t0時刻,S1、S2關斷,由于電路工作在斷續模式,Cr的電流icr等于L1的電流iL1且icr<0,流過變壓器原邊電流值iL2為0。寄生電容Coss1放電,同時寄生電容Coss2充電。

    (2)模態2[t1-t2]:t1時刻,|icr|開始大于|iL1|,iL2>0,此時副邊二極管D1和D2n-1開始導通,直至t4時刻結束。

    (3)模態3[t2-t3]:t2時刻,Coss1和Coss2充放電結束,icr流過S1的體二極管Do1,為S1的零電壓開通創造條件。

    (4)模態4[t3-t4]:t3時刻,S1零電壓開通,直到t4時刻,icr=iL1,模態4結束。

    (5)模態5[t4-t5]:t4時刻,iL2=0,D1、D2n-1零電流關斷,此時不再有電流流過變壓器副邊,電路工作在斷續模式。t5時刻,S1關斷,模態5結束。

    此后半個周期中電路工作狀態與前半個周期類似。

    根據電容的充電平衡原理,在一個開關周期內的電容的電荷總和為零,即正電荷量等于負電荷量,由此可以推出式(2)。流過Cb2的正電荷量和負電荷量為Q5和Q6,流過四路負載LED1、LED2、LED3、LED4的平均電流分別是相應電荷量Q1、Q2、Q3、Q4的開關周期平均值,如式(3)所示。

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    即四路輸出負載電流相等,而且i1=i2。由此可見,僅通過均流電容就可以實現四路LED負載的自動均流。

2 加平衡電容時CLL諧振變換器增益特性

2.1 穩態分析

    Cb1、Cb2和Cb3上的電壓可以分為直流分量和交流分量兩部分之和。直流分量用直流電壓源Vcb1、Vcb2和Vcb3表示,交流分量用沒有直流偏置的電容Cb1、Cb2和Cb3表示。四路負載等效為電壓源Vo1、Vo2、Vo3和Vo4,變壓器副邊繞組電壓直流分量用Vs表示,如圖4所示。在模態Ⅰ和模態Ⅱ中,根據基爾霍夫電壓定律,可得式(5)。

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2.2 增益分析

    根據圖5,多路輸出CLL諧振變換器可以等效為單路輸出CLL諧振變換器。通過基波簡化,可以得到最終交流等效電路如圖6所示。

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    采用基波近似法,可以推導出加平衡電容的CLL諧振變換器直流電壓增益公式為:

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    圖7為CLL諧振變換器恒流曲線,圖中每一條曲線對應一個恒定輸出電流時,輸出電壓隨頻率的變化。所有曲線在f1時,即諧振頻率點時,輸出電壓相同。

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3 關鍵電路參數的設計原則

    前級PFC電路工作在臨界模式,電感Lb可由式(13)獲得:

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    后級CLL諧振電路主要參數為:輸入電壓為400 V的直流電壓,每路輸出350 mA,輸出電壓為80~120 V。本文以此為主要參數設計了CLL諧振電路的n、k、B。

    CLL變換器在諧振點f1處的電壓增益為:

    dy3-gs14.gif

    可見,為得到最佳設計點(諧振點),則變壓器匝比Nor=Vin(k+1)(B+1)/2Vo(kB+k+1)。

    圖8為輸出電流為0.35 A時不同匝比n的恒流曲線,如果變壓器匝比設計為n=Nor,工作頻率范圍較廣,不利于磁性元件的設計。為減小工作頻率范圍,實際變壓器繞組匝比n應略大于額定變壓器匝比Nor。由圖7可知,n越大,工作頻率范圍越小,但是過大的n會導致變換器工作頻率較低,增大磁性元件的體積,降低效率,所以n不宜過大。

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    由圖9可知,k越大,工作頻率范圍越小。但是k越大,變換器工作頻率越低,導致效率降低,因此折中取k=10。

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    由圖10可知,B越大,工作頻率范圍越小,且工作頻率越靠近諧振頻率,有利于提高效率。但是B越大,Cb1、Cb2也越大,在電路啟動時,各路輸出電流會出現不均衡的現象,因此折中取B=5。

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4 實驗結果

    根據上述分析,制作了實驗樣機。主要設計參數如下:PFC電感Lb=120 μH,諧振電容Cr=22 nF,諧振電感L1=580 μH,諧振電感L2=58 μH,CLL諧振變壓器匝比n=3:1,均流電容Cb1=Cb3=470 nF,Cb2=10 μF。

    圖11是四路LED輸出電壓和輸出電流波形,圖中Vo1=118 V,Vo2=99.4 V,Vo3=88.3 V,Vo4=77.8 V,實驗表明各路LED負載電流幾乎相等。

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    圖12(a)為CLL諧振電路原邊開關管S2的柵級和漏源級電壓波形,圖12(b)為整流二極管D1的電壓和電流波形,從圖12(a)、(b)可以看出電路實現了開關管ZVS開通和整流二極管ZCS關斷。圖12(c)為輸入電壓Uin和輸入電流iin的波形圖,從圖中可見輸入電流波形的正弦特性較好,與輸入電壓基本同相位,功率因數較好。圖12(d)為開關管S3的柵極電壓波形和電感Lb的電流波形。由圖可知,開關管S3開通,電感電流上升至峰值時,開關管S3關斷,電感電流下降。因此,前級Boost型PFC電路工作在臨界模式。

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    表1列出了220 V交流輸入時,不同輸出電壓與輸出電流值,由表1可知,不同輸出電壓下,各路輸出電流值幾乎相等,與理論分析一致。

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    圖13為220 V交流輸入時,電路的功率因數PF和效率η的變換曲線。整機平均效率超過90%,最高效率達到93%,PF值高于0.96。

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5 結論

    本文提出了基于CLL諧振的大功率多路輸出LED驅動器,該電路采用BCM Boost+CLL半橋諧振變換器的兩級拓撲結構。該電路能夠實現開關管的ZVS開通和整流二極管的ZCS關斷,提高了整機效率。該電路易于擴展,且能在寬輸出電壓范圍內實現各路輸出均流。根據本文給出的設計方法,研制了一臺驅動電源,實驗表明,各LED串之間能實現精確均流,能實現較高的功率因數,驗證了理論分析的正確性。

參考文獻

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