0 引言

    隨著無線通信技術的快速發展，射頻功率放大器作為收發機系統中必不可少的單元模塊之一，發揮著非常重要的作用^[1]。通常衡量功率放大器性能最重要的技術指標包括效率、輸出功率、增益、線性度等，其中高效率功放一直是功放設計領域的熱門研究方向^[2]。近年來，研究發現除基波阻抗之外，合適的輸入、輸出諧波阻抗對改善功放效率也有著非常顯著的作用^[3]。通過有效控制功放諧波阻抗進而實現高效率的常見諧波調諧功放類別有J類^[4]、F類/逆F類^[5-6]、E類^[7]等。

    由于GaN材料具有禁帶寬度寬、擊穿場強高、熱傳導率高和峰值電子漂移速度高的特點，能很好地滿足功放高溫、高頻、高功率等工作要求，因此基于GaN HEMT的功率放大器得到越來越多的研究^[6，8]。然而，當使用如圖1所示已經封裝好的晶體管^[9]進行功放設計時，由于寄生參數和封裝參數的影響，設計者往往只能基于晶體管器件端面進行分析和設計。但是通過理論推導所得到的阻抗條件及漏極電流、電壓波形都是基于理想晶體管電流源端面分析的。因此，實際設計過程中，設計者無法簡單地依據理論值進行分析和設計。雖然可以采取寄生補償的方法^[10]從電流源端面進行分析和設計，但是該方法要求已知晶體管精確的寄生參數和封裝參數。而實際晶體管精確的寄生參數和封裝參數由于受工作頻率、溫度等因素的影響一般難以獲得。

    為此，本文提出了一種在晶體管寄生參數和封裝參數未知的情況下，進行高效率諧波調諧功放設計的方法。通過負載牽引技術確定晶體管器件端面的最佳阻抗條件并設計相應的匹配網絡，再根據動態負載線GaN HEMT模型所獲得的電流源端面的電流、電壓波形對功放整體電路進行調諧和優化，設計了一款高效率諧波調諧功放。

1 設計原理

1.1 諧波調諧功放

    諧波調諧功放主要是通過控制高次諧波阻抗實現對功放漏極電流、電壓波形的塑形，減小兩者的重疊，減小器件損耗的方法來提高功放效率。其效率可表示為：

    由式(1)可知，可以通過減小直流功耗和諧波輸出功率以及增大基波輸出功率的方式提高諧波調諧功放的效率。

1.2 動態負載線GaN HEMT模型

    為了方便功率放大器的設計和優化，Cree公司為其GaN HEMT器件開發了動態負載線大信號模型^[12]。該模型除了柵極、漏極和源極端口外還增加了溫度、本征漏極電流和本征漏極電壓端口。通過本征漏極電流和本征漏極電壓端口，可以很方便地得到不受寄生效應影響的位于電流源端面的電流、電壓波形。這對于驗證功放工作類別及其性能有著非常重要的作用。

2 最佳諧波阻抗的分析與確定

    本次設計選用由Cree公司提供的型號為CGH40010F的動態負載線GaN HEMT模型，首先基于ADS諧波牽引技術分析和確定晶體管器件端面應滿足的最佳諧波阻抗條件。

    由于在功放實際設計中，無法實現對無窮次諧波的控制^[3]，而且處理更高次的諧波對性能的提升非常有限，同時需要更加復雜的諧波調諧網絡，其引入的損耗甚至可能超過處理高次諧波所提升的性能。因此，綜合考慮功放性能和電路復雜度，本次設計僅對功放二、三次諧波負載阻抗和二次諧波源阻抗進行了分析和調諧。

    通過諧波牽引可確定晶體管器件端面處不同反射系數相位(不同諧波阻抗)下，輸出功率和效率的變化情況。功放輸出功率和功率附加效率隨負載二、三次諧波反射系數相位的變化情況分別如圖2、圖3所示。

    從圖2可以看出二次諧波負載阻抗對功率附加效率的影響可達30%以上，對輸出功率的影響為2.5 dBm左右。其中60°～120°為其高效率相位區域。由圖3可知，三次諧波負載阻抗對功放效率和輸出功率的影響相較于二次諧波負載阻抗要小一些，但仍然會對功率附加效率產生10%左右的影響，對輸出功率有0.65 dBm左右的影響。由仿真結果可知，225°附近為負載三次諧波的低效率相位區域。因此，在設計過程中應盡量使三次諧波負載阻抗位于該相位區域外。

    此外，還分析了二次諧波源阻抗對功放性能的影響，牽引結果如圖4所示。可以看出，不同的源反射系數相位下，功放功率附加效率和輸出功率的浮動范圍可達10%和0.8 dBm，其影響甚至超過了三次諧波負載阻抗的影響。因此，在設計過程中，二次諧波源阻抗也應充分考慮，本次設計源二次諧波的高效率相位區域為230°～300°。

3 電路設計與仿真

    基于以上分析，設計了一款工作在2 GHz的諧波調諧功放。功放整體電路如圖5所示，主要包括偏置電路，諧波控制網絡，輸入、輸出基波匹配電路。此外在晶體管的輸入端串接了一個RC并聯網絡以保證功放的穩定性。其中柵極偏置電路與漏極偏置電路類似，均采用扇形微帶線(Stub2、Stub4)替代高頻電容接地，再通過1/4波長線(TL5、TL8)的阻抗轉換功能實現對基波信號的開路，以防止射頻信號的泄露。同時在柵極偏置電路中串聯了一個200 Ω的電阻R₂以進一步改善功放的穩定性。C₂~C₇為濾波電容以改善直流電源的穩定性，減少雜波信號對功放性能的影響。漏源電壓V_DS和柵源電壓V_GS分別為28 V、-2.8 V，此時漏極靜態電流為154 mA，偏置在深AB類。

3.1 諧波調諧網絡的設計

    為了實現高效率，需要設計合適的輸入、輸出諧波調諧網絡將諧波阻抗調諧至所確定的高效率相位區域。為了減小電路復雜度和尺寸，如圖5所示，諧波調諧網絡和偏置電路共用了部分電路。通過在柵極和漏極偏置電路中分別加載一個扇形微帶線Stub1和Stub3，在B點和A點分別實現源二次諧波短路和負載二次諧波短路。為了對負載三次諧波進行調諧，在輸出諧波調諧網絡中并聯了一段1/12波長線TL7在A點實現三次諧波短路。當A點和B點分別滿足負載二、三次諧波和源二次諧波短路時，分別在晶體管柵極和漏極串聯微帶線TL4和TL6對諧波源阻抗和諧波負載阻抗進行調諧。

    當串聯微帶線TL4和TL6調諧至合適的長度和寬度時，通過諧波調諧網絡得到的諧波阻抗如圖6所示。在1.95～2.05 GHz基波頻率范圍內，二、三次諧波負載阻抗分別落在83°～120°和60°～65°相位區域，二次諧波源阻抗落在230°～251°相位區域，三者均處于所確定的高效率相位區域內。即所設計的諧波調諧網絡能夠很好地滿足功放的諧波阻抗要求。

3.2 基波匹配網絡的設計

    由于在A點滿足負載二、三次諧波短路的阻抗條件，在B點滿足源二次諧波短路的阻抗條件。即后續所設計的基波匹配電路不會對已確定的諧波阻抗產生影響。因此，可以將設計好的諧波調諧網絡加入基波負載牽引電路確定功放B點處的最佳基波源阻抗和A點處的最佳基波負載阻抗。牽引得到的最佳基波源阻抗和負載阻抗分別為(338.35-j·0) Ω和(14.25-j·4.14) Ω，此時功放對應的功率附加效率為84.75%，輸出功率為39.98 dBm。根據所確定的最佳基波源阻抗和基波負載阻抗，分別選用階梯阻抗匹配網絡和L型匹配網絡完成了輸入、輸出基波匹配網絡的設計。

3.3 功放整體仿真

    通過對功放整體電路的調諧和優化，當輸入功率為27 dBm時，基于動態負載線GaN HEMT模型得到晶體管電流源端面的電流、電壓波形如圖7所示。可以看出，電流、電壓波形重疊面積很小，同J類功放波形類似，滿足高效率諧波調諧功放的要求。此時，功放功率附加效率和輸出功率分別為76.81%和39.10 dBm。其輸出頻譜如圖8所示，二次和三次諧波分量分別為-48.06 dBc和-37.66 dBc，實現了較好的抑制。

4 實物加工與測試結果

    為了驗證以上設計方法，選用介電常數為3.48，厚度為30 mil的Rogers4350板材制作了一款如圖9所示的諧波調諧功放并將其安裝在銅制散熱片上。并使用安捷倫的矢量網絡分析儀8719ES、信號發生器E8257C和頻譜分析儀E4440A等設備搭建了測試平臺，對功放性能進行了測試。

4.1 小信號測試

    功放小信號頻率響應仿真和實測結果如圖10所示。可以看出，測試結果和仿真結果基本吻合，其中在2 GHz處功放輸入回波損耗的仿真值和實測值均優于20 dB。功放小信號增益的仿真值和實測值均優于17 dB。

    當工作頻率為2 GHz時，功放輸出功率、增益、功率附加效率和漏極效率隨輸入功率變化的仿真和實測結果如圖11、圖12所示。當輸入功率為27 dBm時，功放測量到的輸出功率和增益分別為38.69 dBm和11.69 dB，功率附加效率和漏極效率分別為76%和81.53%。同仿真結果相比，測試結果有少許偏差，其主要原因是晶體管器件模型與實際晶體管器件之間的差別以及測試平臺所引入的衰減等因素導致的。

    當輸入功率為27 dBm時，功放輸出功率、增益，漏極效率和功率附加效率隨頻率變化的仿真和實測結果如圖13、圖14所示。在1.7～2.3 GHz頻率范圍內，測試結果與仿真結果基本吻合。可以看出，在2 GHz附近功放實現了39 dBm左右的輸出功率和70%以上的功率附加效率，滿足設計要求。

5 結論

    在晶體管寄生參數和封裝參數未知的情況下，本文基于動態負載線GaN HEMT模型和負載牽引技術設計并制作了一款高效率諧波調諧功放。在理論分析的基礎上對整個電路進行了仿真、加工和測試，測試結果和仿真結果基本吻合，證明了采用該方法設計高效率功放的可行性。在滿足較高性能的同時，基于該方法所設計的功放還具有結構簡單、調諧方便的優點。

參考文獻

[1] CRIPPS S C.RF power amplifiers for wireless communications[M].Norwood，MA：Artech House，2006.

[2] 陳思弟，鄭耀華,章國豪.高效率高諧波抑制功率放大器的設計[J].電子技術應用，2015(4)：76-78，84.

[3] GIANNINI F，SCUCCHIA L.A complete class of harmonic matching networks：synthesis and application[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2009，57(3)：612-619.

[4] 王振陽.新型寬帶高效率J類功率放大器的研究[D].合肥：中國科學技術大學，2014.

[5] 黃亮，李嘉進，章國豪.一種應用于LTE-A的雙功率模式寬帶功率放大器設計[J].電子技術應用，2017(9)：30-33.

[6] 朱守奎.高效率GaN HEMT F類/逆F類功率放大器研究和設計[D].天津：天津大學，2017.

[7] SOKAL N O，SOKAL A D.Class E-A new class of high-efficiency tuned single-ended switching power amplifiers[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，1975，10(3)：168-176.

[8] 張書源，鐘世昌.基于GaN HEMT的S波段的功率放大器設計[J].電子技術應用，2019，45(1)：45-47，56.

[9] 謝樹義.高效率與寬帶功率放大器研制[D].成都：電子科技大學，2013.

[10] LEE Y S，LEE M W，JEONG Y H.High-efficiency class-F GaN HEMT amplifier with simple parasitic compensation circuit[J].IEEE Microwave & Wireless Components Letters，2008，18(1)：55-57.

[11] SAYED A S，AHMED H N.A 10-W，high efficiency, broadband harmonically tuned GaN-HEMT power amplifier[C].2018 IEEE International Symposium on Circuits and Systems(ISCAS)，Florence，2018：1-4.

[12] PENGELLY R S，PRIBBLE W，SMITH T.Inverse class-F design using dynamic loadline GaN HEMT models to help designers optimize PA efficiency[Application Notes][J].IEEE Microwave Magazine，2014，15(6)：134-147.

作者信息:

黃發良，游  彬

(杭州電子科技大學 電子信息學院，浙江 杭州310018)