DS3984和DS3988是多通道冷陰極熒光燈(CCFL)控制器。DS3984支持多達四通道，DS3988支持八通道。這些控制器使用推挽式驅動架構，可將DC電源電壓轉換成為驅動CCFL所需的高壓AC波形。本應用筆記描述如何實現每通道驅動一個以上CCFL。

　　1 多燈驅動方案

　　只需增加一些支持電路，DS3984和DS3988中的每個通道就可驅動一個以上CCFL。圖l給出了每通道驅動四燈的應用電路。只需稍加調整，還可用每個通道驅動二、三、四或更多燈。

　　2 燈電流監測

　　CCFL控制器DS3984/DS3988每通道有一個單獨的燈電流監測(LCM)輸入。驅動多個燈時，燈電流檢測信號必須經“線或”后反饋到控制器的LCM輸入。為減小串聯小信號二極管對電流檢測精度的影響，燈電流檢測電阻的取值要比每通道單燈應用中的大(圖l中取1000)。在圖1應用電路中，燈電流為額定值5.OmARMS時，檢測電阻上產生的檢流信號幅度為5.0VRMS (7.07VPEAK)。圖2給出了燈A和燈B在1000檢測電阻上產生的檢流信號波形。從圖2中也可以看出用單通道驅動多燈時的一個缺點。由于燈B的反饋信號幅度高于其他燈的反饋信號，因而多燈共用的功率MOSFET的占空比將受其控制，這樣燈B就控制著提供給其它燈的功率。如圖2所示，這使得其它燈得到的電流比其目標值5mARMS小。

　　圖3顯示了燈電流檢測信號被轉換到DS3984和DS3988的LCM輸入時的情況。與每通道驅動單燈的方案不同的是，每通道多燈應用中的LCM輸入未使用AC耦合電容。DS3984/DS3988控制器根據在LCM輸入端測得的峰值信號來控制燈電流。沒有AC耦合電容時，峰值控制電平是DC公共電壓(1.35V)加上燈調節門限(1.0V)，或2.35V(均值)。因此，必須將檢測電阻產生的檢流信號峰值衰減到2.35VPEAK目標值再送入LCM，這樣器件才能將燈電流控制在適當的水平。舉例說明：圖1中，1000檢測電阻上產生7.07VPEAK信號，在到達LCM輸入之前必須將其衰減為2.35VPEAK。

　　信號通過小信號二極管時幅度會衰減約500mV。其余部分通過電阻分壓器進行衰減。在圖1所示的例子中，電阻分壓器由8.2k和5.1k電阻構成。LCM引腳內部50k的輸入阻抗會導致輕微的衰減。內部50kΩ阻抗使5.1kΩ的分壓電阻下降為4630；使衰減量增大。

　　3 過壓檢測

　　和每通道驅動單燈的應用一樣，多燈應用中各個變壓器產生的高壓也利用電容分壓器來檢測。在圖1電路中，該分壓器由位于變壓器次級高壓側的lOpF(3kV)和lnF串聯電容構成。在多燈應用中，電容分壓器被“線或”后送到OVD輸入。電容分壓器的設置比單燈應用稍低，以補償串聯二極管的影響。在圖1電路中，電容分壓器設置為1：101(10pF/1010pF)。由于電容分壓器沒有DC參考，因此在低邊電容兩端接一個電阻(圖l中其值為10k)以提供DC參考電平。根據該電阻的阻值和低邊電容在逆變器工作頻率下的阻抗，實際分壓比會有所變化。圖1中，電路工作在68kHz頻率下，這意味著lnF的電容其阻抗約為2.3k。并聯一個10k電阻后阻抗下降為1896，這樣一來有效分壓比從1：101變為l：124。如圖4所示，電容分壓后的電壓約為7.2VRMS，意味著燈工作電壓約為893VRMS。注意：圖4中的波形有少量的負DC偏移。改變10k并聯電阻的阻值可以改變DC偏移量。并聯電阻越大，DC偏移量越大；并聯電阻越小，DC偏移量越小。當然，改變并聯電阻也影響分壓比。

　　圖4給出輸入DS3984或DS3988的OVD端的過壓反饋信號。信號通過小信號二極管時，幅度會減小約500mV。采用電阻分壓器對其進一步進行衰減。在圖l電路中，電阻分壓器由33k和5.1k電阻構成。OVD引腳50k的輸入阻抗會使衰減量略微增加。這個50k的輸入阻抗使5.1k的分壓電阻降為4630，因而增大了衰減量。

　　4 啟輝失敗和燈開路檢測

　　由于對燈電流檢測信號進行了“線或”，控制器在任何工作點都是按照電流最大的燈產生的檢測信號對燈電流進行調節的。這種工作方式可提供最大的亮度，同時又確保最長的燈壽命，因為所有燈電流都不會大于其額定值。為確保所有燈都正確啟輝，并在正常工作期間檢測是否有燈熄滅，須采用一些附加電路，當有任何未被點亮的燈時拉低LCM輸入。四比較器LM339可用來實現這一目的。每個比較器對應一盞燈。如果四盞燈均點亮，燈電流檢測電阻上的正向電壓擺幅會將峰值檢測器(由二極管、470pt電容和330k電阻構成)充電至高于5V參考電壓。同時，四個比較器的集電極開路輸出(它們被“線或”連接)關閉，允許燈電流信號進入LCM引腳。如果一個或更多燈未被點亮，則之相應的比較器將LCM引腳拉低，告訴DS3984/DS3988還有未點亮的燈。